VMOS Transistoren Eigenschaften und SchaltungsbeispieleINTERMETALL Halbleiterwerk der Deutsche ITT Industries GmbH VMOS-Transistoren Eigenschaften und Schaltungsbeispiele Zusammengestellt von folgenden Mitarbeitern der ITT Semiconductors Gruppe Leslie Miskin, B. Sc., Freiburg Ing. Ginter Peltz, Freiburg Richard Pickvance, B. A., Footscray Ing. Hermann Dieringer, Freiburg Ausgabe 1981 1979 International Telephone and Telegraph Corporation Zuschriften uber technische Unterlagen richten Sie bitte an INTERMETALL GmbH Postfach 840 D-7800 Freiburg Nachdruck mit Quellenangabe wird im allgemeinen gestattet. In jedem Falle ist jedoch unsere Genehmigung erforderlich. Die Verffentlichung erfolgt ohne Bericksichtigung der Patentsituation und mdglicher Schutzrechte Dritter. Die Informationen und Vorschlage werden un- verbindlich gegeben und knnen keine Haftung begriinden; sie geben keine Auskunft Uber die Liefermglichkeiten der angefiihrten Bau- elemente. Die Uberlassung von Entwicklungsmustern verpflichtet uns nicht zur Lieferung grdBerer Stiickzahlen zu einem bestimmten Termin. Hierfiir verbindlich ist allein unsere Auftragsbestatigung. Printed in W.-Germany Imprim dans la Rpublique Fdrale d Allemagne Herstellung: Druckhaus Rombach + Co GmbH, D-7800 Freiburg Ausgabe 1981/2 - Bestell-Nr. 6240-09-2 DVorwort Diese Schrift enthalt dimensionierte Schaltungen und auch Schaltungsideen, welche die Kreativitat des Lesers anregen sollen. Schaltungen ohne Bauteiledimensionierung sind Vor- schlage, die den jeweiligen Anforderungen angepaBt werden mussen. Seite Seite 1. Einleitung 4 5. Analogschalten und -steuern 17 1.1. Allgemeines 4 5.1. Analogschalter 17 1.2. Komplementare VMOS-Transistoren 4 5.2. Anwendungen als veranderbarer Widerstand 17 1.3. Drain-Source-Diode 4 1.4. Handhabung 5 6. Zeitgeber 19 6.1. Ausschaltverzgerung 19 2. Stromversorgungsschaltungen 5 6.1.1. Ausschaltverzgerung fiir die Innenbeleuchtung 2.1. Lineare Regler 5 von Kraftfahrzeugen 19 2.2. Geschaltete Gleichstromwandler 5 6.1.2. Ausschaltverzgerung fur Licht 19 2.3. _Spannungsverdoppelnde Stromversorgung 7 6.1.3. Ausschaltverzgerung fiir Kraftwagen- 2.4. Sinusinverter und -oszillatoren 7 Standlichter 19 2.5. Stromquellen 8 6.2. Blinkschaltung 20 2.6. _Erzeugung von Drehstrom 9 6.3. Automatischer Turdffner und -schlieBer 20 6.4. Zeitgeber fiir eine Dunstabzugshaube 21 3. Niederfrequenzverstarkung 10 3.1. A-Verstarker 10 7. Schaltanwendungen 21 3.2. ABC-Verstarker mit komplementaren 7.1. Glihlampenansteuerung 21 VMOS-Transistoren 11 7.2. Schmitt-Trigger 21 3.3. D-Verstarker 11 7.3. Tastwahl-Telefon 22 3.3.1. Grundlagen 11 7.4. Ziindsystem fiir Kraftfahrzeuge 22 3.3.2. VMOS-Transistoren fur D-Verstarker 13 7.5. _Ansteuerung von Leuchtdioden 22 3.3.3. Modulation und das Problem der Klasse 13 7.6. Interface mit Logikschaltungen 3.3.4. Klirrgrad 13 und Mikroprozessoren 23 3.3.5. Filter 13 7.7. Takttreiber 23 3.3.6. Gegenkopplung 14 7.8. Digitale Video-Ausgangsstufe 24 3.3.7. Ansteuerung der Ausgangstransistoren 14 3.3.8. Uberlastungsschutz 14 8. | Wandler und Fihler 24 3.3.9. Anwendung als Hi-Fi-Verstarker 15 8.1. Wasser-Detektoren 24 8.2. Bertihrungsschalter 25 4. Hochfrequenzverstarkung 15 8.3. IR-Tonfrequenzsender und -empfanger 25 4.1. Rauscharme Kleinsignalverstarkung 15 8.4. Elektronische Kerze 26 4.2. Sender-Ausgangsstufen 15 4.3. Impulsverstarkung 16 9. Schrifttum 27Einleitung 1. Einleitung 1.1. Allgemeines HerkOmmliche MOS-Feldeffekt-Transistoren (MOS-FETs) haben einen groBen ON-Widerstand und ungiinstiges Schalt- verhalten. Der Grund dafir liegt in der relativ geringen Genau- igkeit, mit der sich laterale Transistorstrukturen herstellen lassen. Die Lange des Kanals, die den ON-Widerstand bestimmt, kann nicht unter ein bestimmtes MaB verkleinert n*SUBSTRAT DRAIN a) b) Bild 1: Technologie a) VMOS-Struktur b) lateraler MOS-FET 1 Erlaubter I 2 | Arbeitsbereich Erlaubter Arbeitsbereich Iman Begrenzung durch Second Breakdown Uce Umox VMOS -Transistor a) b) Bild 2: Erlaubter Arbeitsbereich fur a) VMOS-Transistoren b) bipolare Transistoren Bipolar - Transistor N-Kanal-VMOS-Transistoren werden. Die notwendige Uberlappung der Gate-Elektrode iiber Drain und Source fihrt zu hohen Kapazitaten und somit langen Schaltzeiten bzw. niedriger Grenzfrequenz. Leistungs- transistoren in dieser MOS-FET-Technologie sind insbeson- dere fur hGhere Frequenzen nicht realisierbar. Verwendet man statt der lateralen, durch die begrenzte Ge- nauigkeit der Maskenjustierung bestimmten Struktur (Bild 1b) eine vertikale (VMOS-)Struktur (Bild 1a), die sich durch kleine- ren Flachenbedarf auszeichnet, so ist die Genauigkeit der Transistoreigenschaften durch die Diffusionstiefe bestimmt, und die oben beschriebenen Nachteile sind weitgehend ver- mieden: Die Lange des Kanals wird durch die extrem diinne Body-Schicht bestimmt, was zu einem sehr kleinen ON-Wider- stand fihrt. Die Kapazitaten sind ebenfalls wesentlich kleiner, weil die iberlappenden Flachen viel kleiner sind. Die VMOS- Technologie verbessert so die Eigenschaften von MOS- Transistoren hinsichtlich ON-Widerstand und HF-Verhalten, ohne den hohen Ejingangswiderstand und das geringe Rauschen zu verschlechtern. 6 25 * - } 1460 pe eed . 4 ~ i 2]! t y 1h s 4 tip max.Q5@ 125 Kunststoffgehause der Typen BS107, BS170, BS250 Kunststoffgehause der Typen BD512, BD522 Typ Grenzwerte Kennwerte bei T, = 25 C Drain- Drain- Verlust- Gate-Source- Drain-Source-Widerstand") Drain-Reststrom Betrag der Transmittanz" Source- Strom leistung Schwellen- Spannung (dauernd) bei spannung bei bei bei bei bei bei bei Tg = 25C bei Ugs = 10V, Ugs = 10V, Uses = 2,6 V, Ups = 25 V, Ups = 130 V, Ups = 10V, Ups = 10V, Uses = Ups, Ib = 0,2A Ib =1A lo = 20 mA Uses =0 Ues =0 Ib - 0,2 A lb = 0O5A lb =1mA Upss VIDA Prot W Ugscto) V tos(ony 2 tos(ony 2 toscony2 IpssHA IpssMA _lyts| MS __ [4s] MS BS 107 200 0,12 0,5 - - - 15 (< 28) - < 30 - - BS 170 60 0,5 0,83 08...3 3,5(<5) - - <0,5 - 200 - BD 522 60 1,5 10 08...3 - 2(<3) - <0,5 - - 400 P-Kanal-VMOS-Transistoren Typ Grenzwerte Kennwerte bei T, = 25 C Drain- Drain- Verlust- Gate-Source- Drain-Source-Widerstand) Drain-Rest- Betrag der Transmittanz) Source- strom leistung Schwellen- strom Spannung (dauernd) bei Spannung bei bei bei bei bei To = 25C bei Ues =15 V, Ugs =10V Ups = 25 V, Ups = 10 V, Ups =10 V, Uses = Ups, Ip = 0,2A Ip =1A Uses =0 Ip = 0,2 A -lp = 0,5 A -Ip =1mA UpssV IDA Prot W Uescto) V_fos(on) 2 -lpss HA __|yts| MS BS 250 45 0,5 0,83 1...3,5 9 (< 14) - <0,5 150 - BD 512 60 1,5 10 1...3,5 - 4,5 (<7) <0,5 - 300 ') gemessen mit Impulsen von 80 zs Dauer, Tastverhaltnis 1%Stromversorgungsschaltungen Im Ubrigen sind VMOS-Transistoren unempfindlicher hinsicht- lich Uberlastung: es gibt keinen Second Breakdown (Bild 2), und der ON-Widerstand hat einen positiven Temperaturkoeffi- zienten. Dies bedeutet, daB der Drain-Strom sinkt, wenn die Temperatur des Transistors ansteigt, wodurch sich der Transi- stor selbst schitzt. Ferner ist dadurch eine problemlose Parallelschaltung von VMOS-Transistoren mglich, da sich der Drain-Strom von selbst gleichmaBig auf alle Transistoren verteilt. Tabelle 1 zeigt eine Gegentberstellung der Daten von VMOS-Transistoren und bipolaren Transistoren. Tabelle 1: Die wichtigsten Parameter der bipolaren und der VMOS- Transistoren Parameter Bipolar VMOS Eingangswiderstand | 10... 10 10...10'' 0 Leistungs- 100... 200 10...10 verstarkung Einschaltzeit 50...500 ns 4ns Ausschaltzeit 500...2000 ns 4ns ON-Widerstand 0,3 32 Uberlastbarkeit schlecht, Second Breakdown | gut Parallelschaltung nur mit besonderer problemlos Beschaltung 1.2. Komplementare VMOS-Transistoren Da die Beweglichkeit von Elektronen doppelt so grof ist wie die von Lchern, haben P-Kanal-VMOS-Transistoren etwa einen doppelt so groBen ON-Widerstand gegenliber N-Kanal- Transistoren, bezogen auf dieselbe Kristallflache. Andere Daten der P-Kanal-Typen unterliegen nicht unbedingt dem- selben Faktor. 1.3. Drain-Source-Diode Jeder VMOS-Transistor enthalt strukturbedingt zwischen Source und Drain eine Diode. Bei den N-Kanal-Transistoren wird die Anode dieser Diode durch die Body-Schicht gebildet, wahrend die n* und n Schichten der Drain-Elektrode die Katode darstellen. Die Daten dieser Diode werden in den Datenblattern nicht aufgefiihrt, da eine praktische Nutzung der Diode nicht vorgesehen ist. Die Drain-Source-Diode ist bei den N-Kanal-Transistoren eine ,,gute Diode, ganz ahn- lich einer herkOmmlichen, mit 0,5 bis 1 A belastbaren Diode. Bei den P-Kanal-Transistoren hat die Drain-Source-Diode dagegen einen Spannungsabfall von mehreren Volt. 1.4. Handhabung VMOS-Transistoren ohne Gate-Schutzdiode missen ahnlich wie integrierte MOS-Schaltungen gehandhabt werden, d. h. es sind entsprechende Vorkehrungen zu treffen, um die Be- schadigung der Gates durch elektrische Ladungen zu vermei- den. Obwohl der positive Temperaturkoeffizient des ON-Wider- standes von VMOS-Transistoren zur thermischen Stabilitat beitragt, muB dennoch fiir ausreichende Warmeableitung gesorgt werden. Die Priifung von VMOS-Transistoren durch einen Kennlinienschreiber kann gefahrlich sein, und zwar wegen ihrer hohen Grenzfrequenz und wegen der hohen Augenblicksleistungen, die dabei auftreten konnen. 2. Stromversorgungsschaltungen Beim Einsatz in linearen Reglern zeichnen sich VMOS-Tran- sistoren durch glinstiges Hochfrequenzverhalten sowie durch niedrige Treiberstrome und das Fehlen einer Sattigungsspan- nung aus. Fur Schaltnetzteile sind VMOS-Transistoren ganz besonders geeignet: Ihr schnelles Schalten ermdglicht die Leistungsumformung im Megahertz-Bereich, mit dem Vorteil entsprechender Verkleinerung der Abmessungen. Bei diesen hohen Frequenzen knnen Schaltnetzteile ebenso schnell wie herk6mmliche lineare Regler auf Versorgungsspannungs- oder Lastanderungen ansprechen. 2.1. Lineare Regler Bild 3 zeigt, wie das Fehlen einer Sattigungsspannung aus- genutzt werden kann. Bei herk6mmlichen Reglern ist die Mindestdifferenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspan- nung durch die Sattigungsspannung des Langstransistors begrenzt. Um eine kleine Sattigungsspannung zu erzielen, ist ein groBer Basisstrom erforderlich. Bei VMOS-Transistoren hat die ON-Kennlinie eine reine Widerstandscharakteristik: Die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung hangt nur vom Produkt des Laststroms und dieses Wider- standes ab. Der Treiberstrom ist zudem vernachlassigbar, so daB das Steuersignal von einem Operationsverstarker kleiner Leistung geliefert werden kann. An- steuerung Riick- kopplung Ausgang Bild 3: Linearer Regler 2.2. Geschaltete Gleichstromwandler Die einfachsten Formen galvanisch nicht getrennter Regler sind in den Bildern 4, 5 und 6 dargestellt. In den praktischen Schaltungen wird die Betriebsfrequenz durch die passiven Bauelemente starker als durch die VMOS-Transistoren selbst begrenzt. Es sollten schaltfeste Elektrolytkondensatoren oder aber bei hdheren Frequenzen Kondensatoren mit festem Dielektrikum (Polycarbonat, Polypropylen usw.) eingesetzt werden. Die spannungserhdhende Schaltung in Bild 4 laBt sich gemaB Bild 7 zu einem einfachen Wandler fiir Leuchtstofflampen aus- bauen. Sie kann mit festem Tastverhaltnis angesteuert wer- den. Durch Einfligen einer stromabhangigen Rickfuhrung mit Hilfe des im Bild 7 gezeigten RC-Netzwerkes kann eine Regel- schaltung geschaffen werden, die Netzspannungsschwan- kungen ausgleicht. Eine voll einstellbare Dimmerschaltung laBt sich durch Variation des Tastverhaltnisses verwirklichen. + Ausgang JL Bild 4: Spannungserhdhender SchaltreglerStromversorgungsschaltungen Bild 5: x Spannungs- Ausgang reduzierender = 0 Schaltregler Bild 6: Schaltung zur Polaritatsumkehr t Lit. Ausgang Rilck- fons Bild 7: Wandler fur. Leuchtstofflampen JT tL Se TU QS? a) b) Bild 8: Drehzahlregelung von Gleichstrommotoren a) Induktivitat des Motors als Filter b) Induktivitatsarmer Motor mit externem Filter H Bild 9: Wandlerschaltung 0 mit Sperrschwinger Die Sekundarspannung des Transformators erreicht einen Hchstwert, der der Ziindspannung der Leuchtstofflampe entspricht. Die Spannungsbelastung des VMOS-Transistors ist daher sorgfaltig zu priifen, besonders im Hinblick auf die Streuinduktivitat des Transformators [1]. Abhangig vom Ver- haltnis der positiven zur negativen Spannung auf der Sekun- darseite des Transformators kann die eingezeichnete Diode eventuell auch entfallen. Die spannungsreduzierende Regelschaltung in Bild 5 laBt sich zur Drehzahlregelung von Gleichstrommotoren einsetzen, siehe Bild 8. Die Induktivitat des Motors selbst wirkt in Bild 8a als Filterelement. Einige Motorentypen, z. B. mit gedruckter Wicklung, und andere Motoren mit eisenlosem Laufer konnen eine auBerst kleine Induktivitat haben (< 100 uH). Hier ist eine zusatzliche externe Induktivitat ratsam, siehe Bild 8b, wenn nicht mit sehr hoher Schaltfrequenz gearbeitet wird. Eine Auswahl an Gleichstromwandler-Schaltungen ist in den Bildern 9 bis 11 zu sehen. Hier handelt es sich um Schaltun- gen, die samtlich mit bipolaren Transistoren ausgefuhrt waren. Bild 9 ist der wohlbekannte Sperrschwinger. Bild 10 ist ein Wandler mit Spannungsriickkopplung, bei dem ein gesattig- ter Transformator verwendet wird. Die Faktoren, die Umfor- merschaltungen mit Stromrickkopplung attraktiv fur bipolare aay -: 0 Bild 10: Wandler mit Spannungsriickkopplung + JL nis 33vR i KH 0 Bild 11: Multivibratorgesteuerter WandlerStromversorgungsschaltungen Transistoren machen, sind auf VMOS-Transistoren weit- gehend unanwendbar. Auch Wandler mit zwei Transformato- ren sind denkbar. Bild 11 zeigt einen einfachen fremdgesteuer- ten Wandler, bei dem die Ansteuersignale einem Multivibrator entnommen werden. Dieser laBt sich mit bipolaren Transisto- ren oder siehe Bild 11 mit VMOS-Transistoren erstellen, wobei deren kurze Schaltzeiten von Vorteil sind. Die Wider- stande an den Gates der VMOS-Transistoren sind derart zu bemessen, daB lange Anstiegs- und Abfallzeiten infolge der Gate-Kapazitat vermieden werden. AuBer diesen Schaltungen lassen sich viele andere mit bipolaren Transistoren bestickte Wandlerschaltungen oder thyristorbestiickte Rechteckspannungsinverter fur die Ver- wendung von VMOS-Transistoren abandern. Die in Abschnitt 2.4. gezeigten Sinusinverter lassen sich selbstverstandlich auch als Gleichstromwandler einsetzen. Schaltungen, die sowohl VMOS- als auch bipolare Leistungstransistoren fur Gleichstrom/Gleichstrom-Umformung verwenden, siehe [2]. 2.3. Spannungsverdoppelinde Stromversorgung Dieser Ausdruck ist etwas zu optimistisch, da Verluste auf- treten und die Ausgangsspannung nicht ganz das Doppelte der Versorgungsspannung erreicht. Die VMOS-Transistoren k6nnen von einer CMOS-Logikschaltung angesteuert werden, die mit einer hohen Frequenz schwingt. Es wurde 50 kHz ver- wendet, doch kann die Frequenz noch wesentlich hher sein. Zum besseren Verstandnis des Bildes 12a sei angenommen, daB der Transistor T1 von der Steuerspannung Ug, eingeschal- tet wird; T2 wird folglich gesperrt. Der Kondensator C1 wird auf UsUr(o1) aufgeladen, da der Drain des T1 praktisch auf 0 Volt liegt. Wenn die Steuerspannung auf Null abfallt, schaltet T1 rasch ab (mit einer Speicherzeit ist nicht zu rechnen, da es sich um ein Majoritatstrager-Element handelt), und T2 wird leitend. Hierdurch wird das untere Ende von C1 an Us gelegt, und das andere Ende von C1 nimmt den Wert Us + (Ug UF (01) an, der sich dem Doppelten der Versorgungsspannung nahert. Die Diode D1 ist nun in Sperrichtung vorgespannt, und C1 gibt seine Ladung Uber die Diode D2 an C2 ab. Die an C2 liegende Spannung steigt an, und ihr Endwert hangt von der Zeitkon- stante der Schaltung ab. Das Arbeitsspiel wiederholt sich, und die an C2 liegende Spannung steigt letzten Endes auf 2Ug2U,r, falls kein Laststrom flieBt. Die Nennspannung von T1, T2 und C1 muB grBer oder gleich Ug sein und sollte fir C2 2Ug betragen. Die VMOS-Transisto- ren haben einen endlichen ON-Widerstand, der den Anfangs- strom auf einen sicheren Wert begrenzt. Da die Drain-An- schliisse der Typen BD 512 und BD 522 mit der metallischen Montageflache des Gehauses verbunden sind, kOnnen diese Transistoren direkt auf denselben Kihlkrper geschraubt wer- den, wenn groBe Ausgangsstr6me bendtigt werden. Fur kleine Str6me k6nnen BS 170 und BS 250 verwendet werden. Tabelle 3: Kennwerte der Schaltung nach Bild 12a, unter Verwendung von BD 512/BD 522 Us Uaus Last Wirkungsgrad 10V 16,4V 82 mA 72% 10V 17,8 V 18mA 62 % V1 ay 1Nates BD 512/BS iS +1 D2 10 o4 | c2 = [ Re eu 33y B 1 | | 0 BD 22/BS170 0 oe Ug=10...30V spio1 Z Umax =Upgmax L Bild 12: Spannungsverdoppelnde Stromversorgungen a) fur niedrige Versorgungsspannung b) fur hohe Versorgungsspannung Bild 12b zeigt eine Variante der Schaltung Bild 12a, wobei die Versorgungsspannung hier hdher als die Gate-Source-Span- nung der VMOS-Transistoren ist. Bei steilflankigem Ansteuer- signal sollten als Gate-Klemmdioden schnelle Dioden, z. B. die Schottky-Dioden SD 101 von INTERMETALL, eingesetzt werden. 2.4. Sinusinverter und -oszillatoren Die Bilder 13 bis 17 bieten eine Auswahl an Sinusinverterschal- tungen, die urspriinglich meist mit Thyristoren bestuckt waren. Die erforderlichen Steuersignale lassen sich mit integrierten Schaltungen erzeugen, die fir Gegentaktumformer gedacht sind. Die Ansteuerung der VMOS-Transistoren ist besonders einfach, wenn Komplementartransistoren eingesetzt werden. Sind dagegen samtliche Elemente von derselben Polaritat, wie im Falle der Thyristoren, so werden impulstransformatoren erforderlich. Die Berechnung von Invertern dieser Art wird durch die groBe Anzahl von Veranderlichen kompliziert. Das Verhaltnis von nN | ul | ul L2 aa A Bild 13: i Sinusinverter, ao kapazitive HalbbriickeStromversorgungsschaltungen Bild 14; Sinusinverter, Halbbricke mit Mittelanzapfung der Versorgungsspannung RL Bild 15: Sinusinverter mit voller Brickenschaltung 1 Bild 16: Sinusinverter mit voller Bruckenschaltung 2 ane he Yds o2 DS + D3 Bild 17: yao (FL) | Abgestimmter selbstschwingender 0 Sinusinverter Spitzen- zu Mittelwert bei den Spannungen und Strmen kann durch die Dimensionierung der Schaltung beeinfluBt werden, z. B. durch geschickte Wahl des Verhaltnisses L2/L1 sowie des Verhaltnisses der Ansteuerfrequenz zur natiirlichen Re- sonanzfrequenz der Schaltung. Die Schaltung Bild 17 enthalt eine Z-Diode D1, die dazu dient, die Gate-Ansteuerspannungen zu begrenzen. Die Dioden D2 und D8 verhindern, daB die Kapazitat der Z-Diode parallel mit der Gate-Kapazitat auftritt. Die Signale an den Drain-Elektro- den der VMOS-Transistoren haben die Form von Sinushalb- wellen mit der Amplitude x - Ug. In manchen Varianten dieser Schaltung werden die Dioden D4 und D5 nicht bendtigt. Bild 18 zeigt, wie eine Thyristorschaltung in eine VMOS-Schal- tung umgewandelt werden kann. Bild 1 8a ist die grundlegende Schaltung. Bild 18b zeigt, wie die Steuerspannung mit einem einfachen bistabilen Multivibrator erzeugt wird. Die Dauer der Eingangsimpulse ist nicht kritisch. Bild 18c zeigt den Strom durch L1 fiir eine Periode, beginnend damit, daB die Schaltung durch einen Eingangsimpuls getriggert wird. Wenn sich das Vorzeichen des Stromes andert und Strom durch die Diode zu flieBen beginnt, setzen die Dioden D1, D2 den bistabilen Multi- vibrator zuruck. Der Zeitpunkt, zu dem dies stattfindet, ist nicht kritisch, vorausgesetzt, daB es vor Ablauf der Zeit ty geschieht. Wenn die Form der Eingangsimpulse genau definiert ist, bie- tet sich die einfachere Schaltung Bild 18d an. Solange Thyri- storen in dieser Schaltung Verwendung fanden, durfte die Zeit ty, welche die zur Abschaltung des Thyristors verfiigbare Zeit darstellt, nicht zu kurz werden. Wird ein VMOS-Transistor als Schalter eingesetzt, so ist die Zeit ty unkritisch, weil der VMOS-Transistor sehr schnell schaltet und lediglich Gate- Kapazitat und Generatorwiderstand die Schaltgeschwindig- keit begrenzen. AuBer den hier dargestellten Schaltungen kann man auch noch andere herkmmliche lineare Oszillatoren bauen. Ihr Wirkungsgrad ist jedoch niedriger als derjenige von geschal- teten Sinusinvertern. Die E-Ausgangsstufe (Abschnitt 4.2.) laBt sich auch als Sinusinverter hoher Leistung einsetzen. Inverter und Oszillatoren dieser Art finden Anwendung in batteriegespeisten Leuchtstofflampen, in Vormagnetisierungs- Oszillatoren von Magnetbandgeraten und zur Ansteuerung von Ultraschallwandlern, insbesondere piezoelektrischen Keramikscheiben oder -ringen. Wenn Leuchtstofflampen mit den hohen Betriebsfrequenzen arbeiten, die bei VMOS-Tran- sistoren mdglich sind, so fiihrt dies zu wesentlich kleineren Vor- schaltdrosseln mit Ferritkernen, mit entsprechender Einspa- rung an Gr6Be und Kosten. Typische Hochleistungs-Ultra- schallanwendungen umfassen Reinigungs- (20 . . . 50 kHz), Zerstaubungs- (> 1 MHz), SchweiB- und Ltanlagen. 2.5. Stromquellien Aufgrund ihrer hohen Ausgangsimpedenz lassen sich mit VMOS-Transistoren gute Stromquellen auch dann herstellen, wenn sie nicht geregelt sind. In Bild 19a und Bild 1 9b sind nicht kompensierte bzw. temperaturkompensierte Schaltungen die- ser Art dargestellt. In der in Bild 20 gezeigten Schaltung hangt die Genauigkeit der geregelten Stromquelle vom Temperatur- koeffizienten der Basisspannung des bipolaren Transistors ab. Die Genauigkeit der Schaltung in Bild 21 beruht auf der Gleich- heit von Source- und Drainstrom. Beim Einsatz von bipolarenStromversorgungsschaltungen a) f* 100 kHz 2x BC 237 : b) - I mit Last \= _ymos \ let-e Transistor Ml \ leitend t c) | | ul L2| = [Jr WAFL 7 . =) 4 KH d) co . Bild 18: Umristung einer Thyristorschaltung auf VMOS-Transistoren a) Grundschaltung b) bistabiler Treiber c) Stromverlauf in der Schaltung d) einfachste Schaltung Bild 19: Ungeregelte Stromquellen a) ohne Temperaturkompensation b) mit Temperaturkompensation Cc) zweipolige Stromquelle, dynamisch | 5 Bild 20: 0 Geregelte Stromquelle 88250 Bild 21: | Geregelte, 3 temperaturunabhangige T Stromquelle Transistoren in dieser Schaltung wird durch den Basisstrom ein Fehler erzeugt, wohingegen der auBerst niedrige Gate- Strom des VMOS-Transistors diesen Fehler vermeidet, selbst dann, wenn der Source-Strom in den Milliamperebereich fallt. Die Schaltung Bild 19c stellt einen fiir dynamische Signale hochohmigen Zweipol dar, der vorteilhaft in Verstarkerschal- tungen eingesetzt werden kann. 2.6. Erzeugung von Drehstrom Bild 22 zeigt die grundlegende Schaltung eines Drehstrom- generators, dessen Ausgangsspannungen Rechteckform und eine Frequenz von einem Sechstel der Eingangsfrequenz haben. Die VMOS-Transistoren knnen direkt vom CMOS- tt [an | | C7 hil Ciock 1a a2 03 13) 1 @1 02 03 Bild 22: DrehstromgeneratorNiederfrequenzverstarkung Teiler 4018 angesteuert werden, falls Teiler und Endstufe an derselben Versorgungsspannung von 10... 15 V betrieben werden. Fur hhere Ausgangsleistungen und hdhere Versor- gungsspannung kann sich der Einsatz von Koppelkonden- satoren nach Bild 12b als nitzlich erweisen. o! +12V Bild 23: Pulsbreitenmodulation einer Ausgangsstufe von Bild 22 (a) + @) +12V Bild 24: Pulsbreitenmodulation einer nichtkomplementaren Ausgangsstufe In den Bildern 23 und 24 wird gezeigt, wie ein Steuersignal G oder G in die Treiberschaltung eingefuhrt werden kann, um am Ausgang eine Pulsbreitenmodulation zu erzielen. Diese Anordnung beruht auf einer Schaltung von Herrn Heinrich Backhausen, Grevenbroich, die zum Antrieb eines Tauch- vibrators fur Betonarbeiten vorgeschlagen wurde. Bei dieser Anwendung dient die Pulsbreitenmodulation zur Steuerung der Ausgangsleistung. Es werden bis zu 55 V effektiv bei 200...600 Hz und einer Versorgungsspannung von 60 V er- zielt. Mit derartigen Schaltungen kann die Pulsbreitenmodulation bei hohen Frequenzen auch zur Synthese einer Wellenform bei niedrigen Frequenzen dienen. Dies entspricht den Zyklo- inverterschaltungen, die mit Thyristoren ausgefihrt wurden. 3. Niederfrequenzverstarkung Fur lineare Verstarker bieten die VMOS-Transistoren die Vor- teile eines ausgezeichneten Hochfrequenzverhaltens (f; > 400 MHz) und der Linearitat. Bei Strtomen von mehr als 0,2 A ist die Steilheit des BD 512 und des BD 522 nicht vom Strom ab- hangig. Fur die Verstarkung im Schaltbetrieb sind dieselben Eigenschaften der VMOS-Transistoren wie bei Schaltnetz- teilen von Vorteil. 3.1. A-Verstarker Die grundlegende A-Verstarkerstufe in Bild 25 hat einen hoch- ohmigen Vorspannungsteiler (R1 und R2). In Verbindung mit der hohen Ausgangsimpedanz des VMOS-Transistors bedeu- tet dies, daB die Stufenverstarkung einfach als y,, - R, ange- nommen werden kann. In der Praxis wurden Stufenverstarkun- gen von uber 30 dB erzielt, wobei diese Verstarkung bis in den Megahertzbereich hineinreicht. Durch einen Widerstand in der Source-Leitung laBt sich der EinfluB der Parameterstreuungen des VMOS-Transistors auf die Schaltung verringern; wegen der thermischen Stabilitat ware dieser Widerstand nicht er- forderlich. Eine weitere Mdglichkeit, den Einflu8 der Streu- ungen der Gate-Schwellenspannung auf die Schaltung zu verringern, zeigt Bild 26. Der Arbeitspunkt des VMOS-Tran- sistors wird mittels einer Spannungsgegenkopplung stabili- siert, die vom Drain zum Gate fihrt. Bild 27 zeigt die Anwendung eines VMOS-Transistors als Treiber fur einen Ultraschallsender zur Fernsteuerung eines Fernsehempfangers. Das Widerstandsnetzwerk am Gate des VMOS-Transistors bestimmt den Spitzenstrom in der Spule. Im Interesse kleiner Produktionsstreuungen kann auch noch ein Widerstand in die Source-Leitung eingefligt werden. Bild 25: Grundschaltung eines A-Verstarkers 4 Bild 26: A-Verstarker mit Spannungsgegenkopplung SAA 1024 | SAA 1124 Bild 27: Treiber fir -9V Ultraschallsender | 200 mA Spitze 10Niederfrequenzverstarkung 3.2. ABC-Verstarker mit komplementaren VMOS-Transistoren Diese Uberschrift enthalt keinen Druckfehler. Obwohl es sich im Grunde um einen B-Verstarker handelt, arbeitet einer der Transistoren doch mehr in Klasse A, wahrend beim anderen definitiv C-Betrieb vorliegt. Es gibt AB-Verstarker warum also nicht auch ABC-Verstarker. Die Schaltung in Bild 28 wurde fur weniger hohe Anforderungen ausgelegt, und auf- grund der kleinen Zahl der bendtigten Bauelemente ist der Klirrfaktor nicht extrem klein. Ein ziemlich ungewohnliches Merkmal ist die Anwendung der Common-Source-Schaltung. Der Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daB Spannungsverstarkung vorliegt, so daB die Treiberspannung nicht hdher als die Versorgungsspannung zu sein braucht. Die anderen Vorteile von VMOS-Transistoren sind, daB die Leistungsverstarkung beinahe unendlich groB ist und die Ausgangsleistung durch die Parallelschaltung von Transistoren ohne Anderung der Treiberschaltung erhoht werden kann. Ein weiterer Vorteil der Common-Source-Schal- tung ist, daB die Drain-Elektroden der VMOS-Transistoren galvanisch miteinander verbunden sind, so daB beide Tran- sistoren ohne Isolation auf denselben Kiuhlkrper geschraubt werden k6nnen. Was den ON-Widerstand und die Steilheit anbelangt, sind P-Kanal-VMOS-Transistoren nur halb so ,,gut wie N-Kanal- Transistoren. Das liegt daran, daB die Beweglichkeit der Locher (die Majoritatstrager bei P-Kanal-Bauelementen) nur halb so groB ist wie die der Elektronen bei N-Kanal-Bau- elementen. Dies bedeutet, daB man doppelt soviel P-Kanal- Transistoren braucht wie N-Kanal-Transistoren, um den Unter- schied auszugleichen. Da die Schwellenspannung bei VMOS- Transistoren nicht physikalisch bestimmt ist, sondern von der Herstellung abhangt, ist zum Ausgleich dieser Streuung eine Gegenkopplung erforderlich. +Us 2 xBD 512 parallel Riz 2 IT Bild 28: Komplementarer ABC-Verstarker In Bild 28 arbeitet die erste Stufe der Schaltung (T1) mit klei- nem Kollektorstrom und hoher Verstarkung, was auch giin- stige Rauscheigenschaften zur Folge hat. Wie man sieht, ist der Eingangswiderstand etwa 50 kQ. Er kann jedoch erhht werden, indem man den Wert des 47-k(2-Widerstandes er- hht. T1 ist ein bipolarer Transistor in Emitterschaltung. Sein Kollektor ist in etwas merkwirdiger Weise mit dem Gate des Transistors T2 verbunden. Der Kondensator C2 iberbriickt den Widerstand R6 fur Wechselstrom, da sonst am Gate des T2 nur ein schwaches Signal erscheinen wurde. Dieselbe Wechselspannung wird an die Gate-Elektrode des T3 uber Kondensator C3 gelegt. Die Widerstande R4 und R5 die- nen lediglich dazu, wildes Schwingen zu verhindern. Der Arbeitspunkt des Verstarkers wird durch die Gate-Vorspan- nung von T2 eingestellt und durch Gleichstromgegenkopplung konstant gehalten. So ist es nicht erforderlich, auch an das Gate von T3 eine Vorspannung anzulegen. Bei dieser Betriebs- art entstehende Verzerrungen werden durch Gegenkopplung unwirksam gemacht. Die Last ist auf etwas ungewohnliche Weise angeschlossen. Dadurch ist es mdglich, Gleichstrom- und Wechselstrom- gegenkopplung in unterschiedlicher Starke auf den Emitter von T1 zu geben. Es wird eine Wechselstrom- und eine Gleich- stromgegenkopplung Uber R9 und R10 an T1 gelegt; eine starkere Gleichstromgegenkopplung wird jedoch Uber R11 und R10 vorgenommen, um die Ruhegleichspannung auf die halbe Versorgungsspannung zu stabilisieren. Aus den Dia- grammen ergibt sich, daB dies gelungen ist. Die Schaltung lieBe sich noch weiter verbessern, indem T1 durch einen klei- nen VMOS-Transistor ersetzt wurde. Das Rauschen ware wahrscheinlich reduziert, und wesentlich hdhere Vorspan- nungswiderstande k6nnten eingesetzt werden. Wandler besonders hoher Impedanz sind dann anpaBbar. Die Spannungsverstarkung der Schaltung in Bild 28 betragt 30, und die Bandbreite belauft sich auf 35 Hz bis 125 kHz bei 6 dB. Oberhalb 25 kHz treten jedoch Verzerrungen auf. Die Bilder 29a . . .e zeigen die Eigenschaften der Schaltung. 3.3. D-Verstarker 3.3.1. Grundlagen Das Grundprinzip einer D-Ausgangsstufe zeigt Bild 30. Die beiden Schalter schlieBen abwechselnd mit einer hohen Fre- quenz f,, wobei das NF-Nutzsignal (fm) im Tastverhaltnis von f,; und damit im Mittelwert der Ausgangsspannung enthalten ist. Das Filter halt den hochfrequenten Anteil der Ausgangs- spannung (f,) vom Lastwiderstand fern, so daB dieser nur das NF-Nutzsignal (f,,) erhalt. Das die Schalter ansteuernde Signal hat nur zwei Zustande und wird normalerweise mit einem Komparator erzeugt, der wiederum mit einem Signalgemisch angesteuert wird, das aus einem Dreiecksignal mit der Schalt- frequenz und aus dem diesem Uberlagerten tonfrequenten Nutzsignal besteht. Der Augenblickswert dieses Signalgemi- sches erzeugt beim Vergleich mit einer festen Bezugsspan- nung das veranderliche Tastverhaltnis des Ansteuersignals fur die Ausgangsstufe. Dasselbe Resultat kann auch auf andere Weise erzielt werden. Die nachstehend aufgefluhrten Merkmale sind fur D-Verstarker charakteristisch: 1) Angenommen, die Schaltelemente bestehen aus einem idealen Schalter, der in Reihe mit einem endlichen Widerstand Ron liegt (siehe Bild 30) diese Annahme gilt fur VMOS-Tran- Bild 30: Grundprinzip des VMOS-D-Verstarkers 11Niederfrequenzverstarkung Ww 10 8 . / | Ve, : 152 , R=19/ J) g if < 0 J 0 10 20 30 40 sO Vv a) - us 57 2 y%, Ea 0 10 20 30 40 50 V zB 6 . 8 2 o 2 0 10 20 30 40 sO V a Us sistoren und die Induktivitat sei verlustfrei, so betragt der Wirkungsgrad der Ausgangsstufe yn = R/(Ri + Ron) und nahert sich 100 %, wenn Ron gegen Null geht. Der Wir- kungsgrad ist also unabhangig von der Amplitude des Nieder- frequenzsignals. 2) D-Verstarker arbeiten normalerweise mit Impulsbreiten- modulation. Der Modulationsgrad ist M = | fon=tott | ton + tott wobei to, und to die Zeiten fiir den eingeschalteten bzw. aus- geschalteten Zustand der Schalter darstellen. Der Wirkungs- grad der Ausgangsstufe hangt nicht von M ab. Das bedeutet, daB bei gegebener Versorgungsspannung durch Teilaus- he e 4 Ug = 25V | Ryzt5Q f= 1kHz 3 / Ne Klirrfaktor La 0 Qs 10 15 2p W d) Ausgangsleistung To 5 4 Ug= 2V R, =152 3 L 3?@P= 3 -__| | Sy 0 0 5 10 5S 20 kHz e) e Frequenz Bild 29: Eigenschaften der Schaltung Bild 28 a) Ausgangsleistung in Abhangigkeit von der Versorgungsspannung b) Ausgangsruhespannung in Abhangigkeit von der Versorgungsspannung c) Ruhestrom (der gesamten Schaltung) in Abhangigkeit von der Versorgungsspannung d) Klirrfaktor in Abhangigkeit von der Ausgangsleistung e) Klirrfaktor in Abhangigkeit von der Frequenz steuerung zwar die Ausgangsleistung, aber nicht der Wir- kungsgrad des Verstarkers reduziert wird. 3) Bei den in der Praxis verwendeten Schaltelementen treten hohe Schaltverluste im Moment des Umschaltens auf. Dieser Leistungsverlust kann (je nach der Schaltfrequenz) eine er- hebliche Verschlechterung gegeniiber dem theoretischen Wirkungsgrad verursachen. 4) In den Schaltungen der Praxis wird die Amplitude des Drei- ecksignals konstant gehalten, wahrend die Versorgungsspan- - nung fur die Ausgangsstufe Brumm enthalten und mit der Netzspannung schwanken kann. Die Leerlaufverstarkung eines praktischen D-Verstarkers ist also direkt proportional zur Versorgungsspannung der Ausgangsstufe. 12Niederfrequenzverstarkung 5) Brumm oder Strungen auf der Versorgungsspannung der Ausgangsstufe werden direkt an den Lastwiderstand weiter- gegeben, wenn nicht durch Gegenkopplung eine Kompensa- tion erfolgt. 6) Die Amplitude des Schaltsignals ist sehr groB. Sogar nach der Filterung (siehe unten) kann sie immer noch eine Str- strahlung bewirken. 7) Es kann sich thermische Instabilitat einstellen, falls der Widerstand der Schaltelemente einen positiven Temperatur- koeffizienten hat. Die Schaltelemente miissen daher mit aus- reichend dimensionierten Kihlkrpern versehen werden, so daB die in ihnen erreichte Endtemperatur innerhalb sicherer Grenzen bleibt. 3.3.2. VMOS-Transistoren fiir D-Verstarker VMOS-Transistoren besitzen verschiedene Eigenschaften, die sie zur Anwendung in D-Verstarkern besonders geeignet machen: 1) Das Fehlen einer Offsetspannung bedeutet, daB der Wir- kungsgrad durch Parallelschaltung von Transistoren je nach Bedarf asymptotisch erhoht werden kann. 2) Die kurzen Schaltzeiten ermdglichen ein groBes Verhaltnis zwischen Schaltfrequenz f, und Modulationsfrequenz f,,, wie es fur einen kleinen Klirrgrad und einfaches Filtern (siehe unten) wuinschenswert ist. 3) Die symmetrischen Schaltzeiten gestatten einen hohen Modulationsgrad auch bei hohen Schaltfrequenzen, und man erreicht die maximale Ausgangsleistung zu jeder Versor- gungsspannung. 4) Die kurzen Schaltzeiten und insbesondere das Fehlen einer Speicherzeit bedeuten, daB das Einschalten und das Aus- schalten eng dem Gate-Signal folgen. Hierdurch entfallt die Notwendigkeit, in der Ausgangsstufe Freilaufdioden vorzu- sehen (siehe Abschnitt 3.3.3.). So stellen VMOS-Transistoren die ersten aktiven Bauelemente dar, die niederfrequente D-Verstarker praktisch mglich machen. Bedford benutzte in seinem im Jahre 1930 angemel- deten Patent Thyratrons [3]. 3.3.3. Modulation und das Problem der Klasse Die Modulationsart, bei der stets der eine oder der andere Ausgangstransistor Strom fuhrt, wird AD-Verstarkung genannt. Wird wahrend der positiven Halbwelle des Tonsignals nur einer der Schalter periodisch mit der Frequenz f, ein- und aus- geschaltet, und der andere Schalter entsprechend wahrend der negativen Halbwelle, so spricht man von BD-Verstarkern. Eine KompromiBklasse ABD ist ebenfalls denkbar [4]. Wah- rend der Totzeit, d. h. wenn kein Schalter Strom fihrt, wird der Strom in der Induktivitat, die das Eingangselement des Filters darstellt, der entsprechenden Stromversorgung Uber eine Freilaufdiode zuriickgefuhrt. Der Einsatz solcher Dioden ist jedoch in zweifacher Hinsicht problematisch. Erstens tritt eine Art von Verzerrung auf ahnlich der Ubergangsverzerrung, die fur B-Ausgangsstufen typisch ist. Zweitens gibt es kaum Dioden, die sich fur diesen Zweck eignen. Die einzigen Dioden, die schneller schalten als VMOS-Transistoren, sind Schottky- Dioden, die den Nachteil begrenzter Durchbruchsspannun- gen aufweisen und Kapazitaten haben, deren hoher Wert genugt, das Verhalten der VMOS-Transistoren zu beeinflus- sen. Die nachstschnellen Dioden sind groBe Epitaxie-Dioden, die nur eingesetzt werden knnen, wenn die Schaltflanken der VMOS-Transistoren absichtlich verlangsamt werden. Dies ist jedoch unsinnig, da es den Wirkungsgrad herabsetzt. Der weiteren Erdrterung werden daher Schaltungen der Klasse AD zugrundegelegt. 3.3.4. Klirrgrad Die Impulsbreitenmodulation erzeugt ein breites Spektrum von Kreuzmodulationsprodukten, darunter f, + fm, fs + 2fm USW. Die Ausdriicke hherer Ordnung haben kleinere Amplituden, und die Relativamplituden samtlicher Kreuzmodulationspro- dukte andern sich mit dem Modulationsgrad. In der Praxis sind die einzig wesentlichen Produkte diejenigen, welche zwischen fm und f, liegen, da einige von ihnen in den niederfrequenten Bereich fallen und hrbar werden, falls ihre Amplitude groB genug ist. Kreuzmodulationsprodukte sind nicht harmonisch zu fm und daher subjektiv noch weniger tolerierbar als aqui- valente harmonische Verzerrungen. Aus diesem Grunde wird bei Hi-Fi-Anwendungen ein Mindestverhaltnis von 5 und vorzugsweise 10 zwischen f, und der oberen Grenze des NF-Bandes empfohlen. Mit VMOS-Transistoren sind der- artige Schaltfrequenzen realisierbar. Der optimale Wert von f, liegt wahrscheinlich um 500 kHz. Die Verzerrungen bei D-Verstarkern beruhen nicht nur auf Kreuzmodulation, sondern entstehen auch aus der Nicht- linearitat des Modulationsvorgangs, d. h. durch die Nicht- linearitat des Dreiecksignals. Fir die Impulsbreitenmodula- tion bei D-Verstarkern kann man ohne weiteres statt des Dreiecks ein Sagezahnsignal anwenden; doch haben die dabei entstehenden Kreuzmodulationsprodukte hhere Ampli- tuden. Nichtlinearitat der Flanken des Dreieckssignals ver- ursacht harmonische Verzerrungen, Unsymmetrie jedoch fiihrt zu erhohter Kreuzmodulation. ul L3 ul L3 Cu Cu C2 C2 C4 Rw Ru a) b) Bild 31: Filterschaltungen fiir D-Verstarker 3.3.5. Filter Das Filter am Ausgang eines D-Verstarkers muB zumindest aus einer Induktivitat, siehe Bild 30, bestehen. Man darf sich hier nicht auf die Induktivitat des Lautsprechers selbst verlas- sen oder darauf, daB dieser dem Filter eine definierte Impe- danz als Lastwiderstand prasentiert. In den Schaltungen des Bildes 31 wird das Filter mit dem Widerstand Ry abgeschlos- sen, der Uber den Kondensator Cy angekoppelt wird. Der Wert von Cy muB entsprechend der Impedanz des Lautsprechers im Gebiet der Grenzfrequenz des Filters ausgewahlt werden, doch ist er nicht unbedingt kritisch. Der Wert von Ry kann von der Nennimpedanz des Lautsprechers abweichen. 13Niederfrequenzverstarkung Um die Amplitude der Schaltfrequenz an den Ausgangsklem- men des Systems auf einem verntinftigen Wert zu halten, kann entweder ein Filter mit flacher Flanke und niedriger Ubergangs- frequenz oder aber ein Filter mit steiler Flanke und hherer Ubergangsfrequenz eingesetzt werden. Beide Mglichkeiten haben etwas fir sich. Die Vorteile der zweiten Mdglichkeit sind kleinere Bauelementewerte und eine kleinere Gruppen- laufzeit. Wahlt man eine hohe Ubergangsfrequenz, z. B. das geometrische Mittel von f, und der hdchsten Tonfrequenz oder etwas hoher -, so liegt das Niederfrequenzband vollig innerhalb des Bereichs mit der linearen Phase, auch dann, wenn es sich um ein Filter mit sehr steiler Flanke handelt. Die Berechnung der Filter kann gemaB [1], [5], [6] und [7] erfolgen. 3.3.6. Gegenkopplung Normalerweise werden D-Verstarker gemaB Bild 32 gegenge- koppelt. Als Gegenkopplungssignal benutzt man das Signal am Filtereingang, d. h. ein Schaltsignal, das vom Integrator zu- sammen mit dem Tonfrequenz- und dem Rechteck-Eingangs- signal integriert wird. Wirde man das Gegenkopplungssignal am Filterausgang abnehmen, so wurde die Phasendrehung des Filters bei hohen Tonfrequenzen die Stabilisierung des ganzen Verstarkers erschweren. Jedoch erhalt der Entwickler mehr Freiheiten beim Schaltungsentwurf, wenn er das Gegenkopplungssignal vom Filterausgang nimmt. Zusammen mit den hohen Schaltfrequenzen, die bei VMOS-Transistoren praktisch mdglich sind, stellt dies eine weitere Frage dar, die eine Neubetrachtung verdient. Komparator Integrator pa Tonfrequenz AP fs Ausgangsstufe Rechtecksignal t+ oe SD Filter .__ Gegenkopplung Bild 32: D-Verstarker, Gesamtanordnung 3.3.7. Ansteuerung der Ausgangstransistoren Um die schnellen Schalteigenschaften der VMOS-Transisto- ren zu nutzen, mussen die Gate-Steuersignale entsprechend steilflankig sein, da der Wirkungsgrad der Ausgangsstufe sonst durch Leistungsverluste wahrend des Umschaltens verschlechtert wird. Dies wirft ein gr6Beres Problem auf, da die Gate-Kapazitaten groB sind, meist mehrere Transistoren parallel betrieben werden und der erforderliche Spannungs- hub groB ist. Ferritperlen oder Gate-Widerstande durfen kei- nesfalls eingesetzt werden. In Bild 33 wird ein VMOS-Transistor durch zwei VMOS-Tran- sistoren angesteuert. Es kOnnen aber auch schnelle bipolare Schalttransistoren wie in Bild 34 Verwendung finden. Infolge der eingezeichneten schnellen Klemmdioden und eines korrekt gewahiten Verhaltnisses R1/R2 werden die bipolaren Transistoren nicht gesattigt. Die Basis-Ansteuerung von min- destens 2 V wird von einem Impulstransformator geliefert. Handelsubliche Transformatoren haben im allgemeinen eine zu groBe Streuinduktivitat fur diese Anwendung. So wird man einen Ringkernubertrager mit bifilarer Wicklung wahlen oder einen KompromiB in dieser Richtung [1]. Ein Widerstand zwi- schen Gate und Source der VMOS-Ausgangstransistoren ist Up +12 V Us Bild 33: Ansteuerung der Endstufe durch VMOS-Transistoren Up Bild 34: Ansteuerung der Endstufe durch bipolare Transistoren vorgesehen, um sicherzustellen, daB diese gesperrt werden, falls das System dazu tendiert, in einem seiner beiden Zustan- de ,,hangenzubleiben. Werden N-Kanal-Transistoren in beiden Halften der Aus- gangsstufe verwendet, so wird eine Schaltung etwa nach Bild 35 ndtig, um die Treiberschaltung fur das Gate der oberen Halfte zu speisen. Der Widerstand R11 ist sorgfaltig zu dimen- sionieren, und der Speicherkondensator ist fur die niedrigste hier in Frage kommende Tonfrequenz und nicht fur f, auszu- wahlen. Treiber- Treiber - | schaltung | Bild 35: Stromversorgung der Gate-Ansteuerschaltungen 3.3.8. Uberlastungsschutz Da der Ausgangsstrom hier Uber einen HF-Stromwandler ge- messen werden kann, laBt sich Uberlast bei D-Verstarkern sehr schnell ermitteln. Bild 36 zeigt eine Briickenschaltung 14Hochfrequenzverstarkung wesentlich fur die Genauigkeit , die einen Lastwiderstand R6 speist. Die Spannung an R6 steuert einen bipolaren Transistor . uber einen einstellbaren Spannungsteiler R4, R5. Hier wird ein bipolarer Transistor verwendet, da er eine scharfere Ein-/ Aus-Schwelle als ein VMOS-Transistor hat; die Schaltung kann aber auch anders konzipiert werden, so daB die VMOS- Transistoren unmittelbar angesteuert werden. Im praktischen Betrieb erfordern die Amplituden der dem Integrator zugefthr- ten Signale normalerweise die Verwendung doppelter Serien- schalter (Bild 43b). RI wn _ a Dan Filter t--- = Bild 36: Uberlastungsschutz Bild 36 zeigt, wie sowohl das Rechtecksignal als auch das ton- frequente Signal durch die Uberlastschutz-Anordnung ge- klemmt werden. Der Vorteil ist, daB fur den Fall R1 > R2 das Uberlastschutz-System zuerst die Dampfung des tonfrequen- ten Eingangs bewirkt und dann die Dampfung des Rechteck- signals. Dies ergibt eine bessere Tonwiedergabe. Ist die Stromuberlastung auf einen Defekt in der Schaltung zurtick- zufuhren und nicht auf einen KurzschluB am Ausgang oder auf eine zu groBe Tonfrequenzansteuerung, so bleibt die Klem- mung an R1 wirkungslos, und die Klemmung der Rechteck- spannung an R2 folgt automatisch. 3.3.9. Anwendung als Hi-Fi-Verstarker Wie bereits fruher festgestellt, ist bei Hi-Fi-D-Verstarkern ein groBes Verhaltnis von f, Zu fm wichtig. Auch bei D-Verstarkern treten Intermodulationsverzerrungen bei sprunghafter Ande- rung des Eingangssignals auf, wie bei allen gegengekoppelten Verstarkern. Die zur Vermeidung dieser Verzerrungen beno- tigte Begrenzung der Bandbreite am Eingang dient bei D-Ver- starkern weiterhin dazu, die Mdglichkeit von Kreuzmodula- tionsprodukten infolge von Eingangssignalen oberhalb des Nutzsignalbereiches (f,) Zu begrenzen. 4. Hochfrequenzverstarkung Mit ihrem gunstigen Rauschverhalten, hoher Grenzfrequenz fr und hoher Leistung lassen sich die VMOS-Transistoren bei jedem Pegel, vom Kleinsignal- bis zum Leistungsverstarker und von Gleichstrom bis VHF einsetzen. Hochfrequenzschal- tungen lassen sich leichter konzipieren als mit bipolaren Tran- sistoren, da die Eingangsimpedanz hoher liegt und die S-Para- meter dieser Bauelemente weitgehend unabhangig von den Betriebspegeln sind. 4.1. Rauscharme Kleinsignalverstarkung Bild 37 vergleicht die Rauschdaten von VMOS- und bipolaren Transistoren. Bipolare Bauelemente haben bei hoher Fre- quenz nur dann eine kleine Rauschzahl, wenn sie mit kleinem Generatorwiderstand arbeiten. VMOS-Transistoren dagegen ermoglichen rauscharme Verstarkung bis in das VHF-Gebiet, z. B. einen 20-MHz-Verstarker mit einer Rauschzahl von 2,5 dB und einer Verstarkung von 12 dB. dB 20 Rauschzahl a VMOS N-Kanal Bipolar Rg =10k2 Rg=IMQ 0 100 1k 10k 100k 1M 10M Hz f Bild 37: Vergleich der Rauschdaten von VMOS- und bipolaren Transistoren 4.2. Sender-Ausgangsstufen Ein einzelner VMOS- Transistor kann Ausgangsleistungen von mehr als 10 W erzeugen (z. B. 12 W bei 150 MHz). Ein beson- derer Vorteil der VMOS-Transistoren ist ihre Unempfindlich- keit gegen Fehlanpassung am Ausgang. Dies hangt damit zu- sammen, daB sie keinen Second Breakdown haben. Sie eig- nen sich daher ausgezeichnet fur Anwendungen wie Mobil- stationen, CB-Stationen sowie zur Funkfernsteuerung von Modellen also in Situationen, in denen die Arbeitsbedingun- gen variieren oder unvorhersehbar sind. AuBer den ublichen A-, B- und C-Verstarkern bilden D-, E- und F-Verstarker, bei denen das aktive Bauelement als Schalter arbeitet, vorteilhafte Anwendungsmoglichkeiten fir VMOS- Transistoren. Bei D-, E- und F-Verstarkern liegt der theoreti- sche Wirkungsgrad bei 100 %. In der Praxis wird der Wir- kungsgrad hauptsachlich durch den ON-Widerstand des Tran- sistors bestimmt. Bild 38 zeigt die grundlegende E-Stufe [8]. Die Drossel L1 ist eine HF-Drossel, die mit der Berechnung der frequenzbestimmenden Bauelemente C1, C2, L2, R, nichts zu tun hat. Das Tastverhaltnis des den VMOS-Transistor an- steuernden Signals liegt bei 50 %. Bild 39 zeigt die grund- legende F-Stufe [9]. Auch hier liegt das Tastverhaltnis des 15Hochfrequenzverstarkung ansteuernden Signals bei etwa 50 %, und L1 ist eine HF-Dros- sel. Der Resonanzkreis besteht in diesem Fall aus L2, C2. Der Kondensator C1 dient lediglich zur Potentialtrennung. Bild 40 zeigt einen weiteren F-Verstarker. Der lineare Steilheitsverlauf der VMOS-Transistoren macht sie zu idealen Bauelementen fiir Amplitudenmodulation mit hohen Pegein. * t | ci L2 c2 Rt Bild 38: E-Verstarker-Ausgangsstufe LL Bild 40: Eine weitere Ausgangsstufe fiir F-Verstarkung 4.3. Impulsverstarkung Wegen ihren kurzen Schaltzeiten sind VMOS-Transistoren ideal fur die Ausgangsstufen von Impulsgeneratoren geeignet. Bild 41 zeigt zwei mdgliche Anordnungen, bei denen eine Schaltung in Common-Source- und die andere in Common- Drain-Schaltung arbeitet. In beiden Fallen sind gesonderte Einstellregler fur die Ausgangsamplitude (R1) und die Offset- spannung (R2) vorgesehen. Bild 42 zeigt das Prinzip eines Kettenverstarkers mit VMOS- Transistoren (der sich auch als HF-Verstarker eignet) ohne Bauelemente fiir die Arbeitspunkteinstellung [10]. Kettenver- starker liefern eine nutzbare Verstarkung bis zu einem Fre- quenzbereich, bei dem die Verstarkung eines einzelnen aktiven Bauelementes unter 1 liegen wirde, indem die Ver- starkungen der einzelnen Stufen summiert werden. Die Stu- fen sind Uber LC-Verzgerungsleitungen miteinander ver- bunden, die dazu dienen, in Gate- und Drain-Zweig gleiche Stufenverzgerungen hervorzurufen. R1 RL R2 b) Bild 41: Impulsgenerator-Ausgangsstufe a) Common-Source-Schaltung b) Common-Drain-Schaltung T R R Lge R?-Cy Augean W2Lg Wg lg lg 7) Cg I L L W2lg ty lg Lg W2 Lg . ~ fo ees lg = Rg GS Wiese == Cy = % Co Rg e T Bild 42: Kettenverstarker mit VMOS-Transistoren Die Eingangs- und Ausgangskapazitaten der VMOS-Transi- storen knnen selbst C, und Cy darstellen, oder es knnen Trimmkondensatoren vorgesehen werden, um Cy und Cy in allen Stufen auf denselben Wert bringen. Die Induktivitaten L, und Lg erweisen sich haufig als klein genug, um lediglich aus gedruckten Leiterbahnen zu bestehen. Die Verstarkung eines Kettenverstarkers mit n Stufen betragt prinzipiell 0,5-n-yis* Re. Alle Stufen lassen sich gemeinsam Uber die Gate-Verzge- rungsleitung vorspannen, da ausreichende Stromverteilung ohne Ausgleichswiderstande erzielt wird. 16Analogschalten und -steuern 5. Analogschalten und -steuern Der kleine ON-Widerstand, der groBe OFF-Widerstand, kurze Schaltzeiten und ein hoher Grad der Isolation zwischen Gate und Schalter macht die VMOS-Transistoren zu nahezu idealen Analogschaltern. Mit ihrem kleinen ON-Widerstand und ihren ziemlich hohen AnschluBkapazitaten sind sie besonders gut geeignet zum Schalten von oder in verhaltnismaBig niedrige Impedanzen. Da ihr ON-Widerstand Uber die Gate-Spannung veranderlich und frei von irgendwelchen Offsetspannungen ist, stellen VMOS-Transistoren auch brauchbare Analog- steuerelemente dar. Im Konstantstrombereich der Ausgangs- kennlinien ermglichen VMOS-Transistoren eine weitere Analogsteuerungsanwendung als spannungsgesteuerte Stromquellen. 5.1. Analogschalter Bild 43 zeigt die grundlegenden Schaltungen fur Einzel- und Doppelschalter, in denen VMOS-Transistoren Verwendung finden. In diesem Abschnitt basieren samtliche Schaltbilder auf dem Schalten von Analogsignalen, die auf Masse bezogen sind. Bei VMOS-Analogschaltern gibt es zwei Ursachen fur die Signalverzerrung. Erstens bedeutet das Vorhandensein der Drain-Source-Diode, daB der Widerstand des VMOS-Transi- stors beim Einschalten nur bis zu einem gewissen Signal- pegel linear verlauft. Eine Ausgangskennlinie bei fester Gate- Source-Spannung zeigt das Bild 44 fur einen P-Kanal-Tran- sistor mit ,,schlechter Diode (siehe Abschnitt 1.). Der ON- Widerstand wird auch dort unlinear, wo die Ausgangskenn- linie vom Widerstandsbereich in den Konstantstrombereich ubergeht. Weiterhin andert sich der Widerstand des VMOS- Transistors mit der Gate-Source-Spannung. Eingang eer 9 Eingang Ausgang 0 = Aus - =Ein O0= Aus -= Ein a) b) Bild 43: Prinzip des Analogschalters a) Einzelschalter b) Doppelschalter Ugs=-l0V BD 512 lo Ip=f (Ups) jos=- SV Bild 44: Ausgangskennlinie des VMOS-Transistors BD 512 Im Vergleich zu Bild 43a verfiigt der Doppelschalter in Bild 43b uber den doppelten Dynamikbereich (am Schalterelement), hat aber auch den doppelten ON-Widerstand. Bei den Kom- plementarschaltern in Bild 45 sind im Hinblick auf ihren hohen ON-Widerstand zwei P-Kanal-Elemente parallelgeschaltet. Die Schaltung nach Bild 45b besitzt den allerniedrigsten ON- Widerstand, dafiir aber auch den kleinsten linearen Bereich. + = Ein + =Ein Eingang ele Ausgang Eingang Ausgang - = Ein - =Ein a) b) Bild 45: Komplementar-Analogschalter a) Reihenschaltung b) Parallelschaltung Im Bild 46 wird der auf der variierenden Gate-Source-Span- nung beruhenden Verzerrung dadurch begegnet, daB man die Gate-Spannung mit einer Z-Diode von 10...12 V bootstrapt. Bei dem Doppelschalter in Bild 43b kann man genauso ver- fahren. Das Signalsperrverhalten jedes dieser Doppelschalter laBt sich durch die in Bild 47 gezeigte Schaltung verbessern. Der Mittelpunkt des Schalters wird an einen passenden Wech- selstrom-Massepunkt gelegt, wenn der Schalter ausgeschal- tet ist. Eingang t Ausgang TF Bild 46: Verzerrungsarmer Analogschalter Eingang Sse Ausgang L. Bild 47: Analogschalter mit hohem Signalsperrverhalten = 5.2. Anwendungen als verdnderbarer Widerstand Die Bilder 48 und 49 zeigen in Reihe geschaltete VMOS- Transistoren, die zur Amplitudenregelung in einem Wien- brucken-Oszillator eingesetzt werden. Der eingeschrankte lineare Bereich des ON-Widerstandes begrenzt die Ausgangs- spannung der Schaltung in Bild 48 auf etwa 1,5 V effektiv am 17Analogschalten und -steuern Ausgang. Um diese Einschrankung zu tiberwinden und einen Ausgangswiderstand von 600 { zu erzielen, arbeitet die Schaltung nach Bild 49 mit Gegenkopplung und Riickkopplung, ausgehend von einer Anzapfung einer 600-(0-Widerstands- kette, die von einer Gegentakt-Ausgangsstufe mit hohem Generatorwiderstand gespeist wird, wofuir sich VMOS-Tran- sistoren besonders gut eignen. In beiden Schaltungen sind R1, R2, C1 und C2 das frequenz- bestimmende Netzwerk. A2 ist ein Komparator zur Amplituden- regelung, die nicht so stark frequenz- und temperaturabhangig ist wie die Ubliche Thermistor-Regelung. Soll der Oszillator uber einen weiten Frequenzbereich arbeiten, so wird der Kon- densator C3 zweckmaBig durch den Bereichsumschalter auf optimale Werte umgeschaltet. Bei der Schaltung in Bild 49 wird mit den Widerstanden R3 und R4 der Ruhestrom der Ausgangsstufe eingestellt. Die beiden Ausgangstransistoren BD 512 und BD 522 knnen ohne Isolation auf einen gemein- samen Kuhlk6rper geschraubt werden, da bei ihnen Drain mit der Kuhlfahne verbunden ist. In der Widerstandskette sollte R5 nicht uber 12 betragen. Der Einstellwiderstand wird vorgesehen, damit die Ausgangs- impedanz genau auf 600 1 abgeglichen werden kann. Je nach der Betriebsfrequenz k6nnen fiir A1 Operationsverstar- ker mit hoher Flankensteilheit erforderlich werden. Eine Hoch- frequenzkompensation wurde in den Zeichnungen nicht an- gedeutet, da diese von der Betriebsfrequenz abhangt. R2 C2 Dees Al aif] as! Y a | 2nVRIR2CIC2 (] T 20V eff (max) an 6002 ZPD 5) Sv Bild 49: Wienbriicken-Oszillator hoher Ausgangsspannung Bei hheren Drain-Str6men wird die Steilheit von VMOS- Transistoren unabhangig von Drain-Strom und Drain-Source- Spannung, so daB diese Bauelemente brauchbare spannungs- abhangige Leistungswiderstande abgeben. Die Schaltung in Bild 50 erweitert ihren Anwendungsbereich auf niedrigere Pegel. Fur korrekten Betrieb miissen die beiden Transistoren gepaart sein. Die Gleichung in Bild 50 zeigt, daB der Wider- stand R zur Bezugsspannung U,; direkt bzw. Zu Ui, Ue um- gekehrt proportional gemacht werden kann. Multiplikation und Division sind daher mdglich. Vin R=Rin- Uret_ Uin-Uret Uret Bild 50: Spannungsabhangiger Widerstand 18Zeitgeber 6. Zeitgeber VMOS-Transistoren knnten spezifisch fur Zeitsteueranwen- dungen entwickelt worden sein. Ihre Eingangsimpedanz und ihre Leistungsverstarkung sind so hoch, daB sie an einen Stromkreis mit hoher RC-Zeitkonstante angeschlossen wer- den k6nnen, ohne ihn UbermaBig zu beeinflussen. Dabei ist es dann mdglich, eine beachtliche Last direkt zu steuern, ohne den VMOS-Transistor zu gefahrden. Dies kommt daher, daB es bei VMOS-Transistoren so etwas wie Second Breakdown im Arbeitsbereich nicht gibt und auch daher, daB sie im Vergleich zu bipolaren Transistoren einen nennenswerten ON-Wider- stand haben, wodurch der Strom begrenzt wird. Bietet der ON-Widerstand keinen genugenden Schutz, so kann der Ausgang leicht entsprechend eingestellt werden, da ein VMOS- Transistor eine ausgezeichnete Stromquelle darstellt. Dies ist besonders nutzlich bei Gluhlampen, die einen sehr kleinen Kaltwiderstand haben. 6.1. Ausschaltverzgerung 6.1.1. Ausschaltverzgerung fiir die Innenbeleuchtung von Kraftfahrzeugen Die meisten Kraftfahrzeuge sind mit einer Innenbeleuchtung ausgestattet, die sich einschaltet, wenn die Tur gedffnet wird, und ausschaltet, sobald diese schlieBt. Man muB dann im Dunkeln tappen, um den Zundschlissel einzufiihren und die Sicherheitsgurte anzulegen. Zwar k6nnte die Innenbeleuch- tung auch von Hand eingeschaltet werden, oder die Tur konnte offen gelassen werden, um die Beleuchtung eingeschaltet zu lassen. Bild 51 zeigt eine Schaltung, die eine Zusatzeinrich- tung darstellt und luxusliebende Fahrer erfreuen wird. ' Zusatz ! *12V ; 1M \ R ' ! R3 4 BO 512 ' ' c |t2 1 i : BC 172c RI J ' 330 (472 fiir Ss | 2w2055(S>} J 50 W Lampe) ' R2 1 100k 330 0 ' ' ' Bild 51: Ausschaltverzgerung flr die Innenbeleuchtung von Kraftfahrzeugen Ist die Tur offen, so schlieBt der Schalter S, und der Widerstand R3 und der Emitter von T2 liegen auf 0 Volt. Der Transistor T2 erhalt Basisstrom, was zur Folge hat, daB durch den Wider- stand R Strom flieBt. Der VMOS-Transistor, der Basisstrom an T1 liefert, wird leitend. SchlieBt die Tur, so offnet der Schalter S, und die Lampe sowie der Widerstand R3 bilden als Reihenschaltung die Last fiir den Transistor T1. Transistor T2 ist jetzt gesperrt, und der Kondensator C wird lber den Widerstand R geladen. SchlieB- lich laBt der VMOS-Transistor weniger Strom durch, was den Basisstrom fur den Transistor T1 reduziert und seine Kollek- torspannung steigen laBt. Dieser Spannungsanstieg gelangt uber den Kondensator C an das Gate des VMOS-Transistors, wodurch dessen Drain-Strom noch weiterhin reduziert wird. Die Folge der Riickkopplung ist, daB T1 rasch abschaltet und die Innenbeleuchtung erlischt. Die Verzgerung ist t=1,6-R-C. Der Widerstand R3 muB so bemessen werden, daB an ihm bei brennender Lampe eine Spannung von 1 V abfallt. 6.1.2. Ausschaltverzgerung fiir Licht Bild 52 stellt eine weitere Schaltung zur verzgerten Lichtaus- schaltung dar, die in einem Kraftfahrzeug Verwendung finden kann. Sie ist jedoch keine ,,Zusatz-Schaltung wie Bild 51, sondern muB als komplette Einheit gebaut werden. SchlieBt der Schalter S, so wird das Licht eingeschaltet, und der Strom flieBt Uber die Diode D. Der VMOS-Transistor ist leitend, und ebenso der Transistor 2N3055. Offnet der Schalter S, wird D in Sperrichtung vorgespannt und der Kondensator C ladt sich ausschlieBlich Uber den Widerstand R. Der Strom durch den VMOS-Transistor nimmt ab, wenn seine Gate-Spannung sich +12V BD 512 om RI 330 (472 fiir 50 W Lampe) R2 330 a 0 Bild 52: Ausschaltverzgerung fur Licht der Schwellenspannung nahert. Damit wird auch der Strom im Transistor 2N3055 reduziert, wobei dessen Kollektorspan- nung anzusteigen beginnt. Dieser Anstieg wird ber C an das Gate des VMOS-Transistors riickgekoppelt und reduziert die in beiden Transistoren flieB8enden Strme auch weiterhin, was dazu fuhrt, daB die Lampe schnell erlischt. Die Verzgerungs- zeit ist t=1,6-R-C. 6.1.3. Ausschaltverzgerung fiir Kraftwagen-Standlichter Bild 53 zeigt eine Schaltung, welche die Standlichter eines Kraftwagens fur eine gewisse Zeit einschaltet. Dies verschafft dem Autofahrer Licht, um bei Dunkelheit aus der Garage her- auszukommen oder den Weg zum Schlisselloch der Haustiir zu beleuchten, wenn der Wagen auf der Einfahrt stehen gelas- sen wird. Die Schaltung laBt sich leicht zum elektrischen System eines Kraftwagens hinzufiigen, ohne seine Verkabe- lung andern zu miissen. Driickt man auf den Taster, wird das Gate des VMOS-Transi- stors mit der Batteriespannung verbunden und C zur selben Zeit aufgeladen. Der VMOS-Transistor wird leitend, und Strom flieBt durch den Drain-Widerstand. Hierdurch wird der Tran- sistor BC 327 eingeschaltet und damit auch der Transistor 19Zeitgeber 2N3055, der wiederum die Standlichter einschaltet und auch die andere Seite des Kondensators C auf die 12-V-Batterie- spannung bringt. Wird der Taster losgelassen, so wird der linke Belag des Kon- densators C auf 12 V gehalten, und der rechte beginnt sich uber den Widerstand R negativ aufzuladen. Nach einer gewis- sen Zeit fallt die Gate-Spannung des BS 170 auf einen derarti- gen Wert ab, daB der durch den Drain-Widerstand des VMOS- Transistors flie8ende Strom kleiner wird, worauf auch der Strom im BC 327 und im 2N3055 abnimmt. Wenn das eintritt, beginnt die Spannung an den Standlichtern abzufallen. Riick- koppelung Uber den Kondensator verursacht ein schnelles Ausschalten der Lampen. | R Us. LL ' | Zusatz ' +12V 7 Bc 327[ }1k ' ' Parklicht- L 7 schatter 1k r hk Taster | (2.N 3055 ! 1\C t I i 684 |Bs170 ' &) &: sw Jsw [aw kw! cd t ' ' 1 ' ' ' ' Bild 53: Ausschaltverzgerung flr Kraftwagen-Standlichter Die Verzdgerungszeit laBt sich durch eine Veranderung des Widerstandes R variieren. Pro 100 kf. entsteht eine Verzge- rung von etwa 1 Sekunde; bei der hier gezeigten Schaltung betragt also die Verzgerungszeit 15 Sekunden. 6.2. Blinkschaltung Die Schaltung Bild 54 liefert ein Blinksignal mit kurzen Licht- blitzen und langen Intervallen. Da die Stromaufnahme im OFF-Teil des Arbeitszyklus vernachlassigbar klein ist, eignet sich die Schaltung gut fiir batteriegespeiste Gerate. Sie laBt sich ein- oder ausschalten, indem der Widerstand R5 an Null- potential oder an die Versorgungsspannung angeschlossen wird. Liegt R5 an der Versorgungsspannung, so ist T2 gesperrt, und es kann daher kein Blinkvorgang stattfinden. Wird R5 an Masse gelegt, so ladt sich C2 solange auf, bis Transistor T2 Basisstrom erhalt, was Kollektorstrom von T2 durch R3 be- wirkt. Der Spannungsabfall an R3 wird iber C1 dem Gate des o Ug =+9V (6V... 25V) 70 Bild 54: Blinkschaltung VMOS-Transistors zugefiihrt, wodurch dieser mehr Strom fuhrt und die Spannung an R3 weiterhin anhebt, was Rick- kopplung bedeutet. Nun leuchtet die Leuchtdiode, und der fiir T2 ntige Basisstrom wird von C2 geliefert. Bald wird ein Zu- stand erreicht, in dem T2 weniger Strom fiihrt. Dies bewirkt Ruckkopplung in der entgegengesetzten Richtung und somit Erldschen der Leuchtdiode. Die ON-Periode des Blinkzyklus wird durch R4, C2 und den Basisstrom von T2 bestimmt. Die OFF-Periode hangt von R5 und C2 ab. Auch die Versorgungsspannung beeinfluBt diese Zeiten. An R3 und der Leuchtdiode liegt ein positiver Puls, welcher zur Ansteuerung eines Leistungselementes dienen kann, falls etwas mehr als eine Leuchtdiode blinken soll. Bei einer Versorgungsspannung von 9 V ist der Stromver- brauch der Schaltung im OFF-Zustand 0,5 uA. Die Impuls- dauer des Blinksignals liegt bei 10 ms oder, wenn R4 kurzge- schlossen wird, bei 0,4 ms. Die Impulspause ist etwa 400 ms. 6.3. Automatischer Tirdffner und -schlieBer Die Schaltung Bild 55 zeigt einen automatischen Turdffner und -schlieBer, wie man ihn bei manchen Ziigen antrifft. Die Schal- tung arbeitet als monostabile Kippschaltung, die durch den ,,Offner-Taster ausgelst wird. Hierdurch wird der Motor ein- geschaltet, der die Tur Offnet. Nach einer Verzgerung, die durch die RC-Kombination am Gate des Transistors BS 170 (in diesem Fall etwa 15 Sekunden) bestimmt war, kehrt die Schaltung in ihren stabilen Zustand zurtick und startet den Motor in der entgegengesetzten Richtung, um die Tir zu schlieBen. +24V 12k i zai] BD 512 Offner Rik zro "*k 1 [ 12V (] 220 R3 ,. Dl VT VT 470 (] 220 BS 170 27k H BD 522 R2 | tom|| 22k TT Mu 0 Bild 55: Automatischer Turdffner und -schlieBer Endschalter sind vorgesehen, um den Motor auszuschalten, sobald die Tur das Ende des Weges erreicht hat. Um zwischen den beiden Schaltzustanden eine zuverlassige Schaltfunktion zu erzielen,sollte das Verhaltnis zwischen R2 und R3 so groB wie mdglich sein. Hierdurch wird vermieden, daB die P-Kanal- und die N-Kanal-Bauelemente wahrend eines wesentlichen -Zeitraums gleichzeitig leitend sind. Um die Induktionsspan- nung des Motors beim Offnen des entsprechenden End- schalters zu begrenzen, ist eine bidirektionale Begrenzerdiode (z. B. ZZ 36) vorgesehen. 20Schaltanwendungen 6.4. Zeitgeber fiir eine Dunstabzugshaube In der Schaltung Bild 56 wird der Geblasemotor des Abzuges normalerweise mit, je nach Wahl des Serienwiderstandes, un- terschiedlicher Drehzahl angetrieben. Zusatzlich ist eine elek- tronische Intensivstufe vorhanden, die durch den , Ein - Taster aktiviert wird. Dann lauft der Lifter wahrend der durch die Elektronik bestimmten Zeit mit voller Drehzahl und danach wieder mit der durch den Vorwiderstand bestimmten Dreh- zahl. Mit der ,,Aus- Taste kann das Intensiv-Liften vorzeitig beendet werden. Die Schaltung ist fur einen Triac mit empfindlichem Gate aus- gelegt, der in den Quadranten II und III betrieben wird. Es kann auch ein normalempfindlicher Triac verwendet werden, wenn die Ansteuerung entsprechend niederohmiger ausgelegt wird. Fur C1 ist ein Tantalkondensator mit kleinem Reststrom zu wahlen. Die Zeit, wahrend der der Lifter mit maximaler Dreh- zahl lauft, betragt etwa R1 - C1. Diese Schaltung basiert auf einen Vorschlag von Herrn Dipl.-Ing. Wilhelm Mellewigt, Marktrodach. 220/240 V~ Bild 56: Zeitgeber fiir Dunstabzugshaube 7. Schaltanwendungen Bei Schaltanwendungen sind verschiedene Merkmale von VMOS-Transistoren je nach Anwendung von Bedeutung. Die hohen zulassigen Strme (ohne Second Breakdown) sind, in Verbindung mit kurzen Schaltzeiten ein wesentlicher Fort- schritt gegenuber bipolaren Transistoren. Der hohe Eingangs- widerstand ermdglicht besonders einfaches Interface mit vielen Logikschaltungen. Die Konstantstrom-Charakteristik am Ausgang sowie der negative Temperaturkoeffizient des Ausgangsstroms sind oft wichtig als Schutzmechanismus fir die Schaltung, wahrend in anderen Fallen das Fehlen einer Offsetspannung besonders niitzlich ist. 7.1. Gluhlampenansteuerung Die Konstantstrom-Kennlinie der VMOS-Transistoren kann dazu dienen, den Einschaltstrom von Gliihlampen zu begren- zen und so deren Lebensdauer zu erhdhen. In der Schaltung nach Bild 57a wird der Ausgangsstrom Uber die Gate-Steuer- spannung begrenzt. Nach Bild 57b wird die volle Gate-An- steuerspannung erst nach Ablauf einer Verzdgerungszeit wirksam, die vom Kondensator bestimmt wird. Bild 57c zeigt eine Schaltung, die sich als zweckmAaBig erweist, wenn das Verhaltnis Einschaltstrom zu Dauerstrom besonders gro ist. 0 =e 0 0 a) + b) + ) -. Bild 57: Gluhlampentreiber a) Strombegrenzung durch die Gate- Steuerspannung b) Strombegrenzung durch Verzgerung c) Drain-Strombegrenzung durch einen Widerstand 7.2. Schmitt-Trigger Der VMOS-Transistor kann auch in einer Schmitt-Trigger- Schaltung eingesetzt werden. Einer der Vorteile ist hier, daB die Ausschaltzeit gleich der Einschaltzeit ist, da in VMOS- Transistoren keine Speicherung von Minoritatstragern statt- findet. Wenn in dem Beispiel nach Bild 58 die Versorgungs- spannung 12 V betragt, kippt der Schmitt-Trigger bei den Ein- gangsspannungen 4,2 V und 3,6 V. Diese Schaltpegel hangen von der Versorgungsspannung und dem Verhaltnis zwischen samtlichen Widerstanden sowie von der Streuung der Gate- Schwellenspannungen ab. Bild 58: Schmitt-Trigger 21Schaltanwendungen 7.3. Tastwahl-Telefon Bild 59 zeigt die grundsatzliche Anordnung eines Tastwahl- Telefons. Transistor T1 ersetzt den Nummernschalter-Arbeits- kontakt (nsa). Seine Funktion besteht darin, den Sprechkreis kurzzuschlieBen und so in den aus Teilnehmerapparat + Lei- tung + Relais im Amt bestehenden Stromkreis einen mdglichst geringen Widerstand einzufihren. Transistor T2 ersetzt den Nummernschalter-Impulskontakt (nsi). Die von der Logikschaltung zum Ansteuern der VMOS-Tran- sistoren aufzubringende Energie ist extrem klein. Dies ist bei elektronischen Teilnehmerapparaten ein erheblicher Vorteil. Eine Z-Diode ist vorgesehen, um die Spannungen zu begren- zen, die aufgrund der Leitungsinduktivitat an Transistor T2 auftreten konnen. [ Sprech- kreis AA Logik - schaltung Wecker T2 1 ! Bild 59: Tastwahl-Telefon 7.4. Zundsystem fur Kraftfahrzeuge Hier die Grundsatze der neuen Idee: Niedrige Spannungen werden einem Umformer an jeder Zindkerze zugefuhrt. Auf diese Weise kommt man ohne Ver- teiler und ohne lange Hochspannungskabel aus. Es werden hohe Frequenzen benutzt, und durch den an jeder Ziundkerze angeordneten Umformer wird Energie Uber- tragen, nicht gespeichert. Er kann daher klein und billig sein. Das Arbeitsprinzip geht aus Bild 60 hervor. Informationen Uber Stellung der Nockenwelle und Motordrehzahl werden Uber einen Sensor erfaBt und einem Rechner zugefuhrt, der daraus den Zundzeitpunkt und den zu zUndenden Zylinder ermittelt. Auch Frih- oder SpatzUindung wird durch den Rechner bewirkt. AuBerdem wird noch ein Signal vom Unterdruck eingespeist, das ebenfalls zur ZUndzeitpunktverstellung dient. Ein Gleich- spannungswandler erzeugt aus der 12-V-Batteriespannung eine hdhere Gleichspannung, die im richtigen Moment einem der nahe an den Ziindkerzen angebrachten Umformer zuge- fuhrt wird. Eine Impulsdauer von 1 Millisekunde wird vor- geschlagen. Jeder Umformer enthalt einen Hochfrequenzoszillator (etwa 2 MHz) mit einem streuarmen Ringkerntransformator. Die Oszillatorschaltung kann entweder unsymmetrisch oder eine Gegentaktschaltung sein, je nach bendtigtem Strom und Transformatoreigenschaften. Die VMOS-Transistoren sollen mit einer rechteckformigen Ausgangsspannung arbeiten, um die Verlustleistung klein zu halten, da die Umgebungstempe- ratur sehr hoch werden kann. Da VMOS-Transistoren inner- halb Nanosekunden zu schalten vermgen und keine Spei- _ Drehaaht: verstellun techner [| und e Verteiler Spannungs - wandler t Sensor f. Unterdruck -+) Sensor f. Drehzahl Bild 60: Zindsystem fir Kraftfanrzeuge cherzeit haben, ist diese Arbeitsweise mglich. Die Ausgangs- spannung des Hochspannungstransformators wird der Zund- kerze zugefihrt. Wir wollen nun untersuchen, welche Energie die Zindkerze braucht. Das herk6mmliche Ziindsystem liefert etwa 50 mJ, aber es kann angenommen werden, daB bei Verwendung einer hohen Frequenz weniger Energie ausreicht. Diese 50 mJ reprasentieren einen genugenden Sicherheitsspielraum, da alle anderen Zuindsysteme mit langen Hochspannungskabeln arbeiten und bei feuchter Umgebung betrachtliche Verluste entstehen. Da das hier vorgeschlagene System auBerst kurze Leitungen hat, ist der oben erwahnte Sicherheitsfaktor nicht erforderlich. Schatzungsweise benotigt man lediglich 10 mJ. Aus mechanischen Grinden ist es erforderlich, die Umformer auf einem langen Bugel zu montieren, der oberhalb der Zund- kerzen angebracht ist. Die Umformer mussen durch eine reflektierende Warmedammung geschitzt sein, um vom Zylinderblock und den Zuindkerzen ausgehende Warmestrah- lung fernzuhalten. Es ware vorteilhaft, zur Kuhlung AuBen- luft an den Umformern vorbeizufiihren. 7.5. Ansteuerung von Leuchtdioden Der VMOS-Transistor verhalt sich am Ausgang wie eine Stromquelle und ist daher zur Ansteuerung von Leuchtdioden geeignet. Bild 61 zeigt, wie ein VMOS-Transistor eine Infrarot- Diode speist. Er kann z. B. durch TTL-Schaltungen ange- steuert werden. Wegen der kurzen Schaltzeiten des VMOS- Transistors ist eine sehr hohe Bit-Rate mdglich. Bild 61: Treiber fur Infrarot-Diode Bild 62 ist zur Ansteuerung von LEDs im sichtbaren Bereich des Spektrums gedacht. Im Gegensatz zu IR-Dioden (die bis . Zu einem Ampere verarbeiten knnen) liegt der maximale Strom einer LED fur den sichtbaren Bereich des Spektrums bei etwa 50 mA. Bei diesen Amplituden steuert ein groBer VMOS-Transistor nicht sehr linear, so daB die LEDs parallel- 22Schaltanwendungen geschaltet werden sollten. Vorausgesetzt, daB die Versor- gungsspannung gentgend hoch ist, kKonnen auBerdem meh- - rere Dioden in Reihe geschaltet werden, wie Bild 62 zeigt. Jeder Zweig bendtigt einen kleinen Widerstand, um eine gleichmaBige Stromaufteilung zu erhalten. Die Helligkeit wird uber ein Potentiometer gesteuert: Sein oberes Ende kann an Gleichspannung oder an einer Impulsquelle liegen. o +Us #8 Bild 62: LED-Treiber 7.6. Interface mit Logikschaltungen und Mikroprozessoren VMOS-Transistoren ermdglichen die einfachste Form von Interface zwischen CMOS und Leistungselementen (Bild 63a und b). Fur ECL-Schaltungen (Bild 64) gestaltet sich die Schnittstelle komplizierter. Hier ist es nahezu unmdglich, die Geschwindigkeit der ECL zu bewahren. Fur TTL-Schaltungen wird ein Pull-up-Widerstand bendtigt (Bild 65a). Trotzdem genigt die so erzielte Gate-Ansteuerung mit 5 V nicht, um die VMOS-Transistoren voll durchzusteuern. Hierfur bendtigt man TTL-Schaltungen mit offenem Kollektor und zusatzlichem Pull-up-Widerstand nach + 12 V (Bild 65b). Eine Interface-Schaltung zwischen CMOS und TTL ist in Bild 66 gezeigt. : CMOS CMOS L a) b) Bild 63: Grundschaltungen fiir CMOS-VMOS-Interface a) mit N-Kanal-VMOS-Transistoren b) mit P-Kanal-VMOS-Transistoren +8. .15V Ausgang ECL 5 Bild 64: ECL-VMOS-Interface 470 -SV +12V +SV + SV Ausgang Ausgan. TTL TTL a 0 0 a) b) c) Bild 65: Takttreiber a) Grundschaltung fur TTL-VMOS-Ansteuerung b) mit Pull-up-Widerstand auf + 12 V c) Bootstrap-Schaltung mit nichtkomplementarem Ausgang eT TTL CMOS BS 170 0 Bild 66: CMOS-TTL-Schnittstelle 7.7. Takttreiber Zur Ansteuerung von Ferritkernspeichern und Magnetschicht- drahtspeichern waren bipolare Transistoren nicht zufrieden- stellend. Die erforderliche Leistungsfahigkeit und schnellste Schaltzeiten konnten nicht im selben Transistor erzielt werden. Bei VMOS-Transistoren bedarf es keines Kompro- misses, da ihre Schaltgeschwindigkeit gr6Ber ist als diejenige bipolarer Transistoren, die als gesattigte Schalter arbeiten. Bei der Ansteuerung von Speichern, ob es sich um Kern- speicher, Magnetschichtdrahtspeicher oder MOS-Speicher handelt, macht sich jede Geschwindigkeitsverbesserung der Treiber in einer Verbesserung der Zugriffszeit bemerkbar. Bild 65 zeigt einige Mdglichkeiten zum Treiben von Lasten geringen Widerstands und/oder hoher Kapazitat, wie man sie bei Ferritkernanordnungen und in MOS-Speicherkarten (Takt- impuls- und AdreBleitungen) antrifft. Wegen der erzielbaren kurzen Anstiegszeiten kann man einen kleinen Widerstand (etwa 10...22 ) als AbschluBwiderstand mit dem Ausgang in Reihe schalten. Bild 65b ist eine Alternative zu Bild 65a. Hier kann die Abfallzeit verbessert werden, ohne einen derart nied- 23Wandler und Fuhler rigen Pull-up-Widerstand zu erfordern. Die Schaltung nach Bild 65c ist anwendbar, solange zwischen den beiden TTL- Ausgangen keine wesentliche Verzdgerung besteht. Kompliziertere Steuerschaltungen fur Sonderzwecke z. B. Minimum-Uberschwingen in negativer Richtung auf den AdreBleitungen einer MOS-Anordnung liegen bei VMOS- Transistoren im Bereich der praktischen Moglichkeit, und zwar wegen der engen Beziehung zwischen Drain-Strom und Gate- Spannung. Ein weiterer Vorteil bei der Ansteuerung von MOS-Speichern ist es, daB VMOS-Transistoren keine Offset- spannung aufweisen, so daB die Steuerspannung bei der Ansteuerung kapazitiver Lasten tatsachlich auf Null abfallt. Im praktischen Betrieb fihrt dies dazu, daB zum garan- tierten Storabstand des Systems im Vergleich zur Ansteue- rung mittels bipolarer Transistoren oder integrierter Schal- tungen einige hundert Millivolt addiert werden k6nnen. 7.8. Digitale Video-Ausgangsstufe Viele Techniker richten heute zweifellos ihren Blick auf ihre tragbaren Fernsehgerate und denken daran, diese in Sicht- gerate fur Personal-Computer umzuwandeln. Die meisten Computer liefern am Ausgang ein Video-moduliertes HF-Signal, das direkt auf die Antennenbuchse des Fernsehgerates gege- ben werden kann. Dies bedeutet jedoch, daB die anzuzeigende Information die gesamte Elektronik des Gerates passieren muB. Ein schlechtes Bild infolge von Einschwingvorgangen kann das Resultat sein. Viele tragbare Fernsehgerate arbeiten mit einer Versorgungs- spannung, die sich fur eine VMOS-Ausgangsstufe nach Bild 67 eignet. Diese kann direkt vom Computer angesteuert werden. Das Synchronsignal muB auch dann uber den Antennenein- gang eingespeist werden. Die hier gezeigte Schaltung eignet sich ausgezeichnet fiir die Katoden-Ansteuerug, bei der der Ausgang fiir einen weiBen Bildschirm, also die meiste Zeit, einen positiven Pegel aufweist. Sie kann zur Gitter-Ansteue- rung der Bildrdhre invertiert werden, wenn man N-Kanal-Tran- sistoren verwendet. Die Erzeugung und Zufuhr der Gleich- spannungen fir Kontrast und Helligkeit ist hier nicht dargestellt. Katode weil} serwere! Bild 67: Digitale Video-Ausgangsstufe 8. Wandler und Fihler Die meisten Fiihler entnehmen dem zu messenden Medium nur einen kleinen Energiebetrag, und diese Energie mu8B dann uber ein Interface eine Last ansteuern. Verwendet man eine elektronische Interface-Schaltung, so ware es ideal, wenn diese eine auBerst hohe Eingangsimpedanz hatte, und es ware ein groBer Vorteil, wenn ihre Leistungsverstarkung nahezu unendlich ware. VMOS-Transistoren erfillen diese Anforderungen in hohem MaBe. 8.1. Wasser-Detektoren Die beiden beschriebenen Schaltungen dienen der Signali- sierung von Wasser und beruhen auf der Tatsache, daB Was- ser gewohnlich leitend ist. Die Schaltung Bild 68a warnt den Autofahrer, sobald der Was- serstand im Behalter der Scheibenwaschanlage zu niedrig wird. Zwei Elektroden tauchen in das Wasser, das als Wider- stand von etwa 10 kQ. wirkt. Am Gate des VMOS-Transistors liegt eine niedrige Spannung unterhalb der Schwellenspan- nung, wodurch der Transistor gesperrt ist. Ist zu wenig Wasser vorhanden, steigt die Gate-Spannung uber die Schwelle an, so daB der Draht, der zur Leuchtdiode am Armaturenbrett fuhrt, von Strom durchflossen wird. Fir Kraftwagen mit Plus am Chassis wird ein P-Kanal-VMOS-Transistor BS 250 ben6- tigt, und die LED wird umgekehrt angeschlossen. Zu den me- chanischen Einzelheiten sei erwahnt, daB die Elektroden durch Rohre zu legen sind, um zu verhindern, daB Wasser Uber die AnschluBstellen spritzt. Die Elektronik sollte mglichst auf dem Behalter montiert werden, damit zwischen den Elektroden- Leitungen keine Leckstrome flieBen knnen. 12V s20k YS Robre | 0 Bild 68: Wasser-Detektoren a) Anzeige niedrigen Pegelstands b) Uberflutungsdetektor Die Schaltung Bild 68b liefert ein Warnsignal beim Auftreten von Wasser an Stellen, wo es entschieden unerwinscht ist (z. B. Kichen, Keller oder Badezimmer). Die Schaltung stellt in etwa eine Umkehr der ersten Schaltung dar: Nur dann, wenn Wasser zwischen den Elektroden vorhanden ist, flieBt ein Strom im Summer. Da diese Vorrichtung nicht sehr haufig wirksam zu werden braucht und der Ruhestrom stets vernach- lassigbar klein ist, wird eine Batterie mit langer Lagerfahigkeit eingesetzt. Es wird ein Kunststoffgehause verwendet, an des- sen Seiten die Elektroden herausragen und nach unten ge- bogen werden, so daB sie den Boden berihren. Der Summer ist fest an der AuBenseite des Gehauses angebracht, so daB dieses als Resonanzkorper wirkt. 24Wandler und Fuhler 8.2. Beruhrungsschalter Das Arbeitsprinzip beruht darauf, daB ein Finger entweder kapazitiv oder direkt zwei Elektroden Uberbrickt. Bild 69a zeigt die kapazitive Version und Bild 69b ihr Ersatzschaltbild. Uber die Kapazitat gelangt eine Wechselspannung auf das Gate eines VMOS-Verstarkertransistors, siehe Bild 70. Es wird darauf hingewiesen, daB ein 2,2-MQ-Widerstand als weiterer Schutz fiir den Fall eines Isolationsfehlers vorgesehen ist. s Plastik _ 220 = + a) b) Bild 69: BerUhrungsschalter a) Grundschaltung eines Wechselstrom- Berthrungsschalters b) Ersatzschaltung eines Wechselstrom- Berthrungsschalters Plastik + _" RL 22M 10M Bild 70: BerUhrungsschalter mit VMOS-Transistor Bild 71a zeigt eine einfache Elektrodenkonstruktion; dem- gegeniber ergibt die verschachtelte Struktur in Bild 71b eine Anordnung, bei der die Position des Fingers nicht so kritisch ist. Beim praktischen Versuch wurde die 50-Hz-Netzspannung verwendet. Bei hheren Frequenzen wird die gegebene Kapazitat um so wirksamer sein. Es muB auch nicht unbedingt ein Finger verwendet werden. Die Schaltung kann stattdessen mit einem Stuck Metall, das nicht geerdet ist, gesteuert wer- den. Eine Anwendung ware z. B. ein Endschalter an einer Werkzeugmaschine. Kupfer ea Kupfer ses / LZ \ SS Wa EE Li ELLA a) b) Bild 71: Beruhrungsschalterelektroden a) Einfache Elektrodenstruktur b) Verschachtelte Struktur In den Bildern 72 und 73 sind zwei Beriihrungsschalter ge- zeigt, die mit Gleichspannung betrieben werden. Beim Bild 72 sind fur die Ein- und die Aus-Funktion gesonderte Sensoren vorhanden. Die Schaltung kann mit einem Kleinleistungstyp 12V Ein BS 170/BD 522 ) Aus | + 100k Bild 72: Berwhrungsschalter fiir Gleichspannung mit zwei Sensoren (BS 170) und einem Leistungs-VMOS-Transistor (BD 522) sowie verschiedenen Lastwiderstanden in den Drain-Kreisen, z. B. 10 kX. im hochohmigen Zweig und einer Lampe im nie- derohmigen Zweig aufgebaut werden. Der Beruhrungsschalter in Bild 73 hat lediglich einen einzigen Beruhrungskontakt, der sowohl zum Einschalten als auch zum Ausschalten verwendet wird. Beim Einschalten der Versor- gungsspannung wird T1 leitend, T2 wird gesperrt und der 0,47-uF-Kondensator ist entladen. Beriihrt man den Fuhler, so wird T2 leitend, und aufgrund des 4,7-MQ-Riickkopplungs- widerstandes zwischen der Drain-Elektrode von T2 und der Gate-Elektrode von T1 verharrt die Schaltung stabil in diesem Zustand. Der 0,47-uF-Kondensator wird dabei Uber den anderen 4,7-MQ-Widerstand aufgeladen. Erneute Bertihrung des Fuhlers Ubertragt das positive Potential vom 0,47-uF-Kon- densator auf die Gate-Elektrode des T1. Dadurch wird dieser leitend und T2 gesperrt. Wird der Fiilhler eine Sekunde oder langer beruhrt, so arbeitet die Schaltung als Kippschwinger und wechselt ihren Zustand einmal in der Sekunde. Die Last- widerstande k6nnen ungleich sein, wie es fur Bild 72 beschrie- ben wurde. BS 170/BD 522 T2 100k -LIn Ein /Aus p70 Bild 73: Beruhrungsschalter fur Gleichspannung mit einem Sensor 8.3. IR-Tonfrequenzsender und -empfanger Hier nutzt man den Vorteil der Linearitat der Steilheitskenn- linie eines VMOS-Transistors aus, sowie seinen hohen Ein- gangswiderstand (fiir den Empfanger). In Bild 74 moduliert ein tonfrequentes Signal den Strom der IR-Diode. Mehrere Dioden k6nnen in Reihe geschaltet sein. In Bild 75 verandert modu- liertes Licht den Detektorstrom, der iiber den 470-k0-Wider- stand flieBt, und steuert so den Empfangs-VMOS-Transistor, der den Kopfhorer oder sogar einen Lautsprecher ohne Zwi- schenverstarkung direkt ansteuert. Die Potentiometer dienen zur Arbeitspunkteinstellung der VMOS-Transistoren auf den linearen Bereich. 25Wandler und Fuhler +12 V IR Diode YS 1... 4 Stiick in Serie Bild 75: Infrarot-Tonfrequenzempfanger 8.4. Elektronische Kerze Bei dieser Idee handelt es sich eigentlich mehr um einen Partyscherz. Doch kann sie auch fur einen Ubertemperatur- detektor angewendet werden. Bei Bild 76 ist der Thermistor in der Nahe einer Gluhlampe montiert. Die Dimensionierung der Schaltung ist so, daB die Gluhlampe nicht leuchtet. Wird ein brennendes Ziindholz dem Thermistor nahe gebracht, so wird der VMOS-Transistor leitend, und die Lampe leuchtet auf. Die Warme der Lampe genigt, um den Thermistor auch dann genugend zu erhitzen, wenn das ZUndholz weggenom- men wird. Ausgeloscht wird die ,,Kerze, indem man den Ther- mistor stark anblast, um ihn zu kihlen. Bild 76 zeigt die Schaltung in sehr primitiver Form; sie arbeitet jedoch zufriedenstellend. In Bild 77 ist eine Ruckkopplung vor- gesehen, um sicherzustellen, daB das Licht entweder voll ein- oder voll ausgeschaltet ist. Mit dem Potentiometer wird T2 so eingestellt, daB er gerade noch leitet, wenn die Lampe nicht brennt. 0 +12V 0 +12 V Bild 77: Elektronische Kerze mit Rickkopplung 26Schrifttum 9. Schrifttum [1] (2) [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] Snelling, E. C.: Soft Ferrites. lliffe, London 1969. Barlage, F. M.: Exploit VMOS FETs advantages ... . EDN, 5. November 1978. British Patent 389 855 (1933). Dutra, J. A.: Digital amplifiers for analog power. IEEE Transactions CE 24 (3), August 1978. Zverev, A. |.: Handbook offilter synthesis. Wiley, N.Y. 1967. 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